CN113300486B - 环形偶极组合式发射机构、耦合机构及全方向wpt系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及无线电能传输(WPT)技术领域，具体公开了一种环形偶极组合式发射机构、耦合机构及全方向WPT系统，该发射机构由同一平面的第一发射线圈、第二发射线圈及第三发射线圈组成；第一发射线圈和第二发射线圈构成交叉偶极线圈；第三发射线圈为包围交叉偶极线圈且为环形结构的单极型线圈；第一发射线圈和第二发射线圈绕制在十字架磁芯上，第一发射线圈由绕制在该十字架磁芯x轴方向上的两侧线圈串联组成，第二发射线圈由绕制在该十字架磁芯y轴方向上的两侧线圈串联组成。本发明采用小体积的二维发射机构激发三维旋转磁场，使平面的接收线圈任意旋转时可维持相对稳定的输出功率及传输效率，实现了小体积耦合机构下稳定的三维全方向无线传能。

Description

环形偶极组合式发射机构、耦合机构及全方向WPT系统
技术领域
本发明涉及无线电能传输(Wireless Power Transfer，WPT)技术领域，尤其涉及一种环形偶极组合式发射机构、一种耦合机构及一种全方向WPT系统。
背景技术
WPT技术依靠磁场、电场、激光以及微波等传输介质，实现非接触的隔空电能传输。其中，基于磁场耦合和电磁感应的无线电能传输技术由于其机理认知相对成熟、实用技术体系全面、系统拓扑简单易行、传能过程稳定且鲁棒性较好等优点，在电动汽车、家用电器、水下设备、医疗植入设备、消费电子产品等领域有着广泛应用。传统的WPT系统中的发射线圈和接收线圈之间出现角度偏移时，耦合系数将减小，从而导致系统的输出功率和效率急剧下降，甚至导致系统无法工作，这种现象将会制约WPT技术的推广应用。
为解决上述问题，国内外学者提出了各种全方向WPT系统。这些全方向WPT系统较于传统的WPT系统具有良好的位姿鲁棒性，可以提升无线传能的自由度。在全方向WPT系统中，合理的电磁耦合机构及磁场调制方式是实现全方向无线传能的关键。对于电磁耦合机构，通常采用多发射线圈或多接收线圈提升电能的全方向发射或接收能力。常见的多发射或多接收线圈结构有二维或三维正交环形线圈、碗形线圈、圆柱形线圈、正四面体线圈、三维偶极线圈等。但上述结构均为三维体积型结构，在实际应用中将会占用较大的安装空间，无法在实现全方向无线传能的同时使耦合机构的安装体积较小。
对于磁场调制方式，主要分为靶向性磁场和旋转磁场。为获得靶向性磁场，通常的做法为调制多个发射线圈的激励电流的幅值和相位，使合成的磁场矢量始终垂直指向接收线圈所在的方位。该种方式中的合成磁场矢量跟随接收线圈的方位，因此这种方式具有漏磁较小，传能效率较高的优点，但需参数辨识或姿态传感器及通信环节来获取接收线圈的方位，导致检测及控制复杂，实时性较差。为获得旋转磁场，普遍采取在多个发射线圈中注入具有相位差的激励电流使产生的合成磁场随时间在各个方向扫描。该种方式不需要检测接收线圈的方位及通信环节，控制也较为简单。但目前大多研究仅支持接收线圈在一个二维平面上任意旋转，不能实现三维全方向无线传能。
发明内容
本发明提供一种环形偶极组合式发射机构、一种耦合机构及一种全方向WPT系统，解决的技术问题在于：如何采用体积较小的发射机构，使平面的接收线圈在三维空间内任意旋转时，仍能维持相对稳定的输出功率及传输效率，实现三维全方向无线传能。
为解决以上技术问题，本发明首先提供一种环形偶极组合式发射机构，由同一平面的第一发射线圈、第二发射线圈及第三发射线圈组成；
所述第一发射线圈和所述第二发射线圈构成交叉偶极线圈；
所述第三发射线圈为包围所述交叉偶极线圈且为环形结构的单极型线圈；
所述第一发射线圈和所述第二发射线圈绕制在十字架磁芯上，其中所述第一发射线圈由绕制在该十字架磁芯x轴方向上的两侧线圈串联组成，所述第二发射线圈由绕制在该十字架磁芯y轴方向上的两侧线圈串联组成。
优选的，所述第一发射线圈的激励电流i1、所述第二发射线圈的激励电流i2及所述第三发射线圈的激励电流i3随时间t满足：
Figure BDA0003085091680000021
其中，Im为i1、i2、i3的最大幅值，ω0＝2πf0，ω1＝2πf1，f0为交流激励源的工作频率，f1为电流调制频率。
本发明还提供一种耦合机构，将上述环形偶极组合式发射机构作为发射线圈，另设有与该环形偶极组合式发射机构相对的接收线圈，所述接收线圈为平面型结构。
本发明还提供一种全方向WPT系统，包括应用上述耦合机构的发射端和接收端；所述发射端包括直流电源、所述第一发射线圈、所述第二发射线圈和所述第三发射线圈，还包括顺序连接在所述直流电源与所述第一发射线圈之间的第一逆变器和第一原边谐振补偿网络，顺序连接在所述直流电源与所述第二发射线圈之间的第二逆变器和第二原边谐振补偿网络，以及顺序连接在所述直流电源与所述第三发射线圈之间的第三逆变器和第三原边谐振补偿网络；所述接收端包括顺序连接的所述接收线圈、副边谐振补偿网络、整流滤波电路及负载。
优选的，所述第一逆变器的移相角和所述第二逆变器的移相角为三角波形，并且它们的相位差为90°；所述第三逆变器的移相角保持在180°不变；当移相角为180°时对应的电流幅值为Im，当移相角为0°时对应的电流幅值为零。
优选的，所述第一原边谐振补偿网络、所述第二原边谐振补偿网络和所述第三原边谐振补偿网络均采用LCC型谐振网络；所述副边谐振补偿网络采用与所述接收线圈串联的副边串联补偿电容。
优选的，Lf1＝Lf2＝Lf3＝Lf，Cf1＝Cf2＝Cf3＝Cf，Lf1、Lf2、Lf3分别表示所述第一原边谐振补偿网络、所述第二原边谐振补偿网络和所述第三原边谐振补偿网络中的谐振电感，Cf1、Cf2、Cf3分别表示所述第一原边谐振补偿网络、所述第二原边谐振补偿网络和所述第三原边谐振补偿网络中与各自的发射线圈并联的原边并联谐振电容。
优选的，
Figure BDA0003085091680000031
其中，Udc表示所述直流电源的输出电压。
本发明提供的一种环形偶极组合式发射机构，由同一平面的第一发射线圈、第二发射线圈及第三发射线圈组成，并设置第一发射线圈和第二发射线圈构成绕制在十字架磁芯上的交叉偶极线圈，第三发射线圈为包围交叉偶极线圈且为环形结构的单极型线圈，可使得当三个发射线圈的激励电流i1,i2,i3满足给出的关系式时，可在O1点(接收线圈的几何中心)产生三维旋转磁场，该三维旋转磁场可使接收线圈在任意角度偏移下都能捕获足够的磁能，从而实现三维全方向无线传能。另，三个发射线圈相对无线传输距离视为平面结构，二维的环形偶极组合式发射机构的体积相比现有三维的发射线圈，体积则大大减小。接收线圈只需为一个简单的圆形或矩形线圈，故整个耦合机构的体积也得到大大缩小。而应用该耦合机构的全方向WPT系统，通过对三个发射线圈单独设置逆变器及相应的谐振补偿网络，从而可使三个发射线圈的激励电流满足预设的关系式，实现三维全方向无线传能。整体上，本发明提供的一种环形偶极组合式发射机构、一种耦合机构及一种全方向WPT系统，不仅使耦合机构的安装体积较小，还实现了三维全方向无线传能，从而可达到较高的无线电能传输功率及效率。
附图说明
图1是本发明实施例提供的其耦合结构由环形偶极组合式发射机构和接收线圈组成的全方向WPT系统的结构图；
图2是本发明实施例提供的环形偶极组合式发射机构中线圈-1、线圈-2、线圈-3的磁场模拟图；
图3是本发明实施例提供的O1点在任意方向的合成磁场B的示意图(a)和在O1点产生的三维旋转磁场的轨迹图；
图4是本发明实施例提供的全方向WPT系统的电路模型图；
图5是本发明实施例提供的激励电流的波形示意图；
图6是本发明实施例提供的三个逆变器移相角的时序关系图；
图7是本发明实施例提供的实验中三个逆变器的输出电压波形图；
图8是本发明实施例提供的实验中三个发射线圈的激励电流波形图；
图9是本发明实施例提供的实验中接收端电路的相关电压电流波形图；
图10是本发明实施例提供的实验中接收线圈在三种旋转方式下的系统输出功率及效率图。
图1中的附图标记：环形偶极组合式发射机构1，第一发射线圈2，第二发射线圈3，第三发射线圈4，十字架磁芯5，接收线圈6，第一逆变器7，第二逆变器8，第三逆变器9，第一原边谐振补偿网络10，第二原边谐振补偿网络11，第三原边谐振补偿网络12，副边谐振补偿网络13，整流滤波电路14。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
为了在二维线圈机构上激发出三维旋转磁场，本发明实施例首先提供一种环形偶极组合式发射机构1，如图1所示，其由视为在同一平面的第一发射线圈2(线圈-1)、第二发射线圈3(线圈-2)及第三发射线圈4(线圈-3)组成。其中，第一发射线圈2和第二发射线圈3构成交叉偶极线圈，第三发射线圈4为包围交叉偶极线圈且为环形结构的单极型线圈。第一发射线圈2和第二发射线圈3绕制在十字架磁芯5上，其中第一发射线圈2由绕制在该十字架磁芯5的x轴方向上的两侧线圈串联组成，第二发射线圈3由绕制在该十字架磁芯5的y轴方向上的两侧线圈串联组成。
如图1所示，第一发射线圈2、第二发射线圈3和第三发射线圈4相对无线传输距离则可被视为平面结构，故环形偶极组合式发射机构可被视为二维平面结构。二维的环形偶极组合式发射机构相比现有三维的发射线圈，体积则大大减小。
为了分析环形偶极组合式发射机构的磁场分布特性，本实施例还建立了COMSOL有限元仿真模型，得到发射机构上方区域的磁场分布如图2所示，其中图2(a)、(b)和(c)分别表示线圈-1、线圈-2和线圈-3产生的磁场分布。可以看出，线圈-1、线圈-2和线圈-3产生的磁场分别主要沿着x、y和z轴方向，因此环形偶极组合式发射机构可产生三维磁场。
另外，从图2中的磁场分布也可以看出三个发射线圈间是自然解耦的，其原因如下：由于线圈-1和线圈-2是相互垂直的，它们产生的磁场是正交的，因此线圈-1和线圈-2相互解耦。由图2(a)可知，线圈-1流入与流出线圈-3的磁通相等，因此线圈-1和线圈-3是解耦的。同理，由图2(b)可知，线圈-2和线圈-3也是解耦的。基于上述分析，三个线圈是自然解耦的。对比于存在相互耦合的线圈结构，解耦线圈结构具有如下优势：1)便于独立控制线圈电流；2)降低系统的复杂度；3)提升无线电能传输效率。
如图1所示，本发明实施例还提供一种耦合机构，其包括相对的环形偶极组合式发射机构1和平面型的接收线圈6。基于环形偶极组合式发射机构1激发的磁场为球形，优选的，该接收线圈6的形状为环形，无论接收线圈6如何围绕中心点O1进行任何角度的旋转，也能拾取到相对稳定的磁通量，可维持相对稳定的输出功率及传输效率。
由上述分析可知线圈-1、线圈-2和线圈-3在接收线圈6的中心点(O1点)产生的磁场分别沿着x、y和z轴方向，可设Bx0、By0和Bz0分别为线圈-1、线圈-2和线圈-3在单位激励电流下在O1点产生的磁感应强度，Bx0、By0、Bz0视为一组磁场基矢量，O1点在任意方向的合成磁场B可由Bx0、By0、Bz0线性表示，即：
B＝k1Bx0+k2By0+k3Bz0 (1)
其中，k1、k2、k3为实数。
根据图3(a)中的磁场矢量合成示意图，可设k1、k2、k3满足如下关系：
Figure BDA0003085091680000061
由式(2)可知，当θ和
Figure BDA0003085091680000062
取不同值时，则可在O1点合成的磁场矢量指向任意方向。
由安培定律可知，磁场的大小及方向由电流的大小及方向决定。因此，对照式(3)，可设线圈-1、线圈-2和线圈-3的激励电流i1、i2、i3满足如下关系：
Figure BDA0003085091680000063
其中，Im为三个激励电流的最大幅值，ω0＝2πf0，ω1＝2πf1，f0为交流激励源的工作频率，f1为电流调制频率。
当三个发射线圈的激励电流i1、i2、i3满足式(3)时，可在O1点产生三维旋转磁场，其轨迹如图3(b)所示。该三维旋转磁场可使接收线圈6在任意角度偏移下都能捕获足够的磁能，从而实现三维全方向无线传能。
本发明实施例还提供一种应用上述耦合机构的全方向WPT系统，对应于图1的电路模型如图4所示，该系统包括发射端和接收端。
发射端包括直流电源Udc(其输出电流表示为Idc)、第一发射线圈2(线圈-1，其电感表示为L1，其内阻表示为R1，其电流表示为I1)、第二发射线圈3(线圈-2，其电感表示为L2，其内阻表示为R2，其电流表示为I2)和第三发射线圈4(线圈-3，其电感表示为L3，其内阻表示为R3，其电流表示为I3)，还包括顺序连接在直流电源Udc与第一发射线圈2之间的第一逆变器7和第一原边谐振补偿网络10，顺序连接在直流电源Udc与第二发射线圈3之间的第二逆变器8和第二原边谐振补偿网络11，以及顺序连接在直流电源Udc与第三发射线圈4之间的第三逆变器9和第三原边谐振补偿网络12。
接收端包括顺序连接的接收线圈6(其内阻表示为Rs，其电感表示为Ls，其电流表示为Is)、副边谐振补偿网络13、整流滤波电路14及负载RL。整个系统的输出电压表示为Uo。线圈-i(i＝1,2,3)与接收线圈6的互感表示为Mis。
其中，第一逆变器7(逆变器-1)、第二逆变器8(逆变器-2)和第三逆变器9(逆变器-3)均采用全桥逆变器(分别为全桥逆变1、全桥逆变2和全桥逆变3)，其输出电压和电流被表示为Ui(i＝1,2,3)，Ifi(i＝1,2,3)。整流滤波电路14采用全桥整流滤波器(其输入电压用Uob表示)。
如图4所示，第一原边谐振补偿网络10、第二原边谐振补偿网络11和第三原边谐振补偿网络12均采用LCC型谐振网络。具体的，LCC型谐振网络包括滤波电感Lfi(i＝1,2,3)，与发射线圈Li(i＝1,2,3)并联的滤波电容Cfi(i＝1,2,3)，与发射线圈Li(i＝1,2,3)并联的补偿电容Ci(i＝1,2,3)。副边谐振补偿网络13采用与接收线圈6Ls串联的副边串联补偿电容Cs。
由于三个发射线圈的激励电流需要独立控制，因此本实施例采用三个全桥逆变器分别驱动三个发射线圈。原边采用LCC谐振补偿网络可使发射线圈的激励电流仅受逆变输出电压控制，与负载及互感无关。另外，采用移相的方式调节逆变器输出电压从而改变激励电流的幅值相对于采用DC-DC方式不会增加额外的硬件电路。
设αi为逆变器-i的移相角，三个逆变器的工作角频率均为ω0，根据傅里叶变换，逆变器-i的输出电压ui(t)可表示为：
Figure BDA0003085091680000081
n为变换点数。
当LCC电路谐振时，滤波电感Lfi和滤波电容Cfi形成的低通滤波器具有良好的低通滤波特性。因此，为便于分析，可忽略系统的高次谐波，采用基波近似法进行分析。逆变器-i的输出电压ui(t)的基波相量可表示为：
Figure BDA0003085091680000082
对于图4中的滤波电感Lfi及滤波电容Cfi回路，应用KVL定律(基尔霍夫电压定律)可得：
Figure BDA0003085091680000083
Figure BDA0003085091680000084
表示Ifi的基波相量，/>
Figure BDA0003085091680000085
表示Ii的基波相量。/>
系统的谐振关系可表示为：
Figure BDA0003085091680000086
为简化分析，令Lf＝Lfi，Cf＝Cfi。由式(6)和(7)可得：
Figure BDA0003085091680000087
由式(8)可知，当其他参数一定时，发射线圈激励电流i1、i2、i3只与移相角αi相关。
根据式(3)，可得到激励电流波形及相位关系分别如图5所示和表1所示。图5中T0为交流电流的周期，T1为电流调制周期，可以看出i1和i2的电流幅值分别按照余弦和正弦规律变化，i3的电流幅值保持不变。表1中以i3的相位为参考，i1和i2的相位超前或滞后i3 90°，i1和i2在ω1t∈[0,π/2]和ω1t∈[π,3π/2]时间段内同相，在ω1t∈[π/2,π]和ω1t∈[3π/2,2π]时间段内反相。因此i1和i2的幅值和相位都在随着时间动态变化。
表1激励电流相位关系
Figure BDA0003085091680000091
因此，为得到式(3)所示的电流表达式，移相角应按照图6所示的规律动态改变。第一逆变器7的移相角和第二逆变器8的移相角波形为三角波，并且它们的相位差为90°，第三逆变器9的移相角保持在180°不变。当移相角为180°时对应的电流幅值为最大值，当移相角为0°时对应的电流幅值为零。值得注意的是，要得到表1中的电流相位关系，可通过调节逆变器的驱动时序逻辑实现。
根据式(8)，可得
Figure BDA0003085091680000092
故三个发射线圈激励电流的时域表达式(9)可重写为：
Figure BDA0003085091680000093
基于上述分析，本系统发射端采用LCC型谐振补偿网络和具有移相控制的全桥逆变器的电路拓扑，可以得到能产生三维旋转磁场的电流表达式。
整体上，本发明实施例提供的一种环形偶极组合式发射机构、一种耦合机构及一种全方向WPT系统，不仅使耦合机构的安装体积较小，还实现了三维全方向无线传能，从而可达到较高的无线电能传输功率及效率。
下面对本实施例的效果进行验证。
为验证采用环形偶极组合式线圈及三维旋转磁场以实现三维全方向无线传能的有效性，本实施例根据图1、4搭建了与上述全方向WPT系统一致的实验装置。三个全桥逆变器由FPGA控制板控制。
实验装置中将三个逆变器集成在一个电路板上，采用的开关管MOSFET的型号为IRFB4020PBF，用型号为EP4CE6F17C8的FPGA控制器产生三个逆变器的驱动信号。三个LCC谐振补偿网络集成在一个电路板上，采用型号为CGA6J4C0G2J103J125AA的电容以电容阵列进行谐振补偿，电感的型号为PQ2614BLA-150K。接收侧电路主要由串联补偿电容、全桥整流器以及滤波电容组成，其中全桥整流器中二极管型号为FERD20H100STS。
实际制作的耦合机构，其线圈-1和线圈-2缠绕在长度为140mm、宽度为40mm、厚度为10mm的十字架磁芯5上，线圈-3背对线圈-1和线圈-2缠绕在一个直径为250mm、厚度为15mm的圆环塑料骨架上，接收线圈6缠绕在一个边长为150mm的亚克力板上。线圈-1、线圈-2和线圈-3由0.08*435股的利兹线绕制而成，接收线圈6由0.08*170股的利兹线绕制而成。
接收线圈6放置在一个可以任意旋转的手机支架上，在旋转过程中接收线圈6的中心点保持不变，接收线圈6的中心点与发射线圈的距离为100mm。
线圈-1、线圈-2、线圈-3和接收线圈6的匝数N1、N2、N3、Ns分别为40、40、12和30匝。实验参数如表2所示。
表2实验装置的参数
Figure BDA0003085091680000101
实验中，装置的直流输入电压(Udc)为80V，三个逆变器的工作频率(f0)均为100kHz，电流调制频率(f1)为1kHz，负载电阻(RL)为10Ω。三个逆变器在某些时段的输出电压波形图7所示(/div表示每格)，逆变器-1和逆变器-2的移相角随着时间交替改变，逆变器-3的移相角保持在180°。三个发射线圈的激励电流波形如图8所示，I1和I2的幅值分别按照余弦和正弦规律改变，I3的幅值保持不变。另外，任意时刻下I1和I2的电流相位是同相或者反相的，并且I1和I3的相位差为90°，I2和I3的相位差也为90°，图8中的激励电流波形与式(3)中期望的电流波形一致。
接收侧电路的相关电压电流波形如图9所示。图9(a)表示接收线圈6没有发生角度偏移时对应的波形，此时只有线圈-3和接收线圈6有耦合，线圈-1和线圈-2不与接收线圈6耦合。而线圈-3的电流幅值不随时间改变，因此接收线圈6中的电流幅值基本保持不变。图9(b)表示接收线圈6先沿着图1所示的x'轴旋转45°，再沿着图1所示的y'轴旋转45°后对应的波形，此时三个发射线圈均与接收线圈6有耦合。由于线圈-1和线圈-2的电流幅值都随着时间改变，因此接收线圈6感应到的电流幅值也会随着时间发生改变。由于本次实验选取的整流后的滤波电容值(1000uF)较大，因此接收线圈6电流幅值的波动不会使输出电压产生较大的纹波。由于整流二极管的钳位作用，整流桥的输入电压波形为方波，其幅值也不会随着时间发生改变。
本次实验采用LED作为负载验证所提出的WPT系统全方向传能效果，LED在各种角度偏移下都被点亮并且亮度基本相同。为便于定量描述接收线圈6的抗角度偏移性能，定义了接收线圈6的三种旋转状态，如表3所示。
表3接收线圈的三种旋转方式的定义
Figure BDA0003085091680000111
在角度偏移中，接收线圈6的中心点O1在旋转过程中保持不变，其坐标为(0,0,100mm)。旋转方式A中接收线圈6从初始状态沿着x'轴从0°旋转到90°。旋转方式B中接收线圈6首先从初始状态沿着x'轴旋转45°，然后沿着y'轴从0°旋转到90°。旋转方式C中接收线圈6首先从初始状态沿着y'轴旋转90°，然后沿着z'轴从0°旋转到90°。
接收线圈6在三种旋转方式下的系统输出功率及效率如图10所示，在任意角度偏移下，系统的输出功率维持在69-87W，传输效率维持在63％-70％。上述实验结果证明了本实施例采用环形偶极组合式发射机构及三维旋转磁场以实现三维全方向无线传能的有效性。
综上，本实施例提出的全方向WPT系统具有以下优点：
1)发射机构采用视为平面结构的环形偶极组合式发射机构，接收机构采用平面型接收线圈，并且接收机构只需采用一个简单的圆形或矩形线圈就可以实现三维全方向无线传能，可有效减小耦合机构的体积；
2)通过三维旋转磁场的方式实现三维全方向无线传能，不需要检测接收线圈6的方位、通信环节以及复杂的控制策略；
3)在没有闭环控制下，接收线圈6任意旋转时可维持相对稳定的输出功率及传输效率，系统的输出功率可稳定在69-87W，传输效率稳定在63％-70％。
本实施例所提出的全方向WPT系统在对耦合机构尺寸限制较为严格并要求多自由度无线传能的应用中具有前景价值。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.环形偶极组合式发射机构，其特征在于：由同一平面的第一发射线圈、第二发射线圈及第三发射线圈组成；
所述第一发射线圈和所述第二发射线圈构成交叉偶极线圈；
所述第三发射线圈为包围所述交叉偶极线圈且为环形结构的单极型线圈；
所述第一发射线圈和所述第二发射线圈绕制在十字架磁芯上，其中所述第一发射线圈由绕制在该十字架磁芯x轴方向上的两侧线圈串联组成，所述第二发射线圈由绕制在该十字架磁芯y轴方向上的两侧线圈串联组成；
所述第一发射线圈的激励电流i1、所述第二发射线圈的激励电流i2及所述第三发射线圈的激励电流i3随时间t满足：
Figure FDA0004199698660000011
其中，Im为i1、i2、i3的最大幅值，ω0＝2πf0，ω1＝2πf1，f0为交流激励源的工作频率，f1为电流调制频率。
2.耦合机构，其特征在于：包括权利要求1所述的环形偶极组合式发射机构，还包括与该环形偶极组合式发射机构相对的接收线圈，所述接收线圈为平面型结构。
3.全方向WPT系统，其特征在于：包括应用权利要求2所述耦合机构的发射端和接收端；所述发射端包括直流电源、所述第一发射线圈、所述第二发射线圈和所述第三发射线圈，还包括顺序连接在所述直流电源与所述第一发射线圈之间的第一逆变器和第一原边谐振补偿网络，顺序连接在所述直流电源与所述第二发射线圈之间的第二逆变器和第二原边谐振补偿网络，以及顺序连接在所述直流电源与所述第三发射线圈之间的第三逆变器和第三原边谐振补偿网络；所述接收端包括顺序连接的所述接收线圈、副边谐振补偿网络、整流滤波电路及负载。
4.根据权利要求3所述的全方向WPT系统，其特征在于：所述第一逆变器的移相角和所述第二逆变器的移相角为三角波形，并且它们的相位差为90°；所述第三逆变器的移相角保持在180°不变；当移相角为180°时对应的电流幅值为Im，当移相角为0°时对应的电流幅值为零。
5.根据权利要求4所述的全方向WPT系统，其特征在于：所述第一原边谐振补偿网络、所述第二原边谐振补偿网络和所述第三原边谐振补偿网络均采用LCC型谐振网络；所述副边谐振补偿网络采用与所述接收线圈串联的副边串联补偿电容。
6.根据权利要求5所述的全方向WPT系统，其特征在于：Lf1＝Lf2＝Lf3＝Lf，Cf1＝Cf2＝Cf3＝Cf，Lf1、Lf2、Lf3分别表示所述第一原边谐振补偿网络、所述第二原边谐振补偿网络和所述第三原边谐振补偿网络中的谐振电感，Cf1、Cf2、Cf3分别表示所述第一原边谐振补偿网络、所述第二原边谐振补偿网络和所述第三原边谐振补偿网络中与各自的发射线圈并联的原边并联谐振电容。
7.根据权利要求6所述的全方向WPT系统，其特征在于：
Figure FDA0004199698660000021
/>
其中，Udc表示所述直流电源的输出电压。
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