CN113258886A - 一种提高线性及放大效率的功率单元结构 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种提高线性及放大效率的功率单元结构,包括主放大管T1、恒流源、偏置补偿电路和检波管;所述偏置补偿电路包括电容C,电阻R1、R2、RC、RE和补偿放大管Tco;所述补偿放大管Tco的集电极通过电阻RC连接主放大管T1的基极;补偿放大管Tco的基极分别通过电阻R1连接电压VCC、通过电阻R2接地,补偿放大管Tco的发射极通过并联的电容C、电阻RE接地;所述检波管连接射频输入端RFin,产生电压控制信号Vcr,并连接到补偿放大管Tco的发射极,控制偏置补偿电流ICO的大小。本发明对主功率放大管的偏置点进行动态调控,使其在大功率输出时偏置电流增加,从而保证波形的更加完整改善线性,同时提高放大电路的效率。
Description
技术领域
本发明涉及功率放大领域,特别涉及一种提高线性及放大效率的功率单元结构。
背景技术
现代通信系统为充分利用频谱资源,常对连续信号采用复杂的调制方式,此类连续波信号对功率放大器的线性提出了较高的要求。为同时兼顾效率,可将其偏置在AB类状态。对于传统AB类放大器,随着输入功率的增加,信号出现了截止失真,波形变差,非线性现象严重,自偏置效应虽然可使等效偏置点提高,但仍然是以牺牲信号的导通角及信号的线性为代价的,效率提高遇到瓶颈。
发明内容
本发明目的是:提供一种新型的功率单元结构,对主功率放大管的偏置点进行动态调控,使其在大功率输出时偏置电流增加,从而保证波形的更加完整改善线性,同时提高放大电路的效率。
本发明的技术方案是:
一种提高线性及放大效率的功率单元结构,包括主放大管T1和恒流源,所述主放大管T1的基极连接射频输入端RFin,集电极连接功率输出端RFout,通过射频扼流圈RFC连接电压VCC,发射极接地;所述恒流源连接主放大管T1的基极,其输出电流IS;还包括偏置补偿电路和检波管;
所述偏置补偿电路包括电容C,电阻R1、R2、RC、RE和补偿放大管Tco;所述补偿放大管Tco的集电极通过电阻RC连接主放大管T1的基极;补偿放大管Tco的基极分别通过电阻R1连接电压VCC、通过电阻R2接地,补偿放大管Tco的发射极通过并联的电容C、电阻RE接地;
所述检波管连接射频输入端RFin,产生电压控制信号Vcr,并连接到补偿放大管Tco的发射极,控制偏置补偿电流ICO的大小。
优选的,在无射频信号输入时,IS≈IB+ICO,设置偏置补偿电路中各电阻大小,使得ICO=0.5IS,即主放大管T1的静态工作点偏置电流IB=0.5IS。
优选的,在输入射频信号功率不足以导通检波管时,Vcr=0,主放大管T1的偏置电流IB维持不变;
随着输入射频信号功率逐渐增加,检波管导通,产生电压控制信号Vcr的值逐渐增加,从而偏置补偿电流Ico减小;
通过设置补偿放大管Tco个数比配以及各电阻大小,使ICO=αIS,令α取值0.5~0.1,即主放大管T1的偏置电流IB随输入射频信号功率的增加而增加,变化范围为0.5IS~0.9IS。
或者,所述检波管连接功率单元结构的输出端RFout。
或者,采用恒流源控制电路取代偏置补偿电路,检波管输出的电压控制信号Vcr通过恒流源控制电路,控制恒流源的输出电流IS随电压控制信号Vcr的增加而增大。
或者,取代恒流源,采用恒压源提供主放大管T1的偏置电压Vbe,偏置补偿电路替换为对偏置电压Vbe补偿的电路结构。
本发明的优点是:
1.本发明的功率单元结构,将检波管与补偿管置于功率单元内部,对主功率放大管的偏置点进行动态调控,使其在大功率输出时偏置电流增加,从而保证波形的更加完整改善线性,同时提高放大电路的效率。
2.本发明的功率单元结构,在实际版图布局中,检波管、补偿电路所占面积很小,仅需被补偿的功率放大单元面积S的1~2倍除以被补偿功率单元的直流放大倍数β的面积大小,即S/β~2S/β,易于集成在功率单元中。
附图说明
下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述:
图1为实施例1的功率单元结构原理图;
图2为实施例1的功率单元结构中偏置补偿电路原理图;
图3为实施例1中通过补偿电路主动引起的等效偏置点上升曲线;
图4为实施例2的功率单元结构原理图;
图5为实施例3的功率单元结构原理图。
具体实施方式
实施例1
如图1所示,本实施例的揭示的一种提高放大效率的功率单元结构,包括主放大管T1和恒流源,所述主放大管T1的基极连接射频输入端RFin,集电极连接功率输出端RFout,通过射频扼流圈RFC连接电压VCC,发射极接地;所述恒流源连接主放大管T1的基极,其输出电流IS;还包括偏置补偿电路和检波管,偏置补偿电路产生偏置补偿电流ICO,选择合理数目的晶体管作为检波管,连接射频输入端RFin,产生电压控制信号Vcr,控制偏置补偿电流ICO的大小。
如图2所示,所述偏置补偿电路包括电容C,电阻R1、R2、RC、RE和补偿放大管Tco;所述补偿放大管Tco的集电极通过电阻RC连接主放大管T1的基极;补偿放大管Tco的基极分别通过电阻R1连接电压VCC、通过电阻R2接地,补偿放大管Tco的发射极通过并联的电容C、电阻RE接地。所述检波管产生的电压控制信号Vcr输入到补偿放大管Tco的发射极,控制偏置补偿电流ICO的大小。
射频输入端RFin在无射频信号输入时,主放大管T1处于微导通状态,各端电流均很小,恒流源满足IS≈IB+ICO,通过合理的设置偏置补偿电路中各电阻大小,使得静态时ICO=0.5IS,即主放大管T1的静态工作点偏置电流IB=0.5IS。
当输入射频信号功率较小,不足以导通检波管时,检波管截止,Vcr=0,主放大管T1的偏置电流IB维持0.5IS不变。
随着输入射频信号功率逐渐增加,在射频信号正半周检波管导通,信号负半周检波管截止,偏置补偿电路中的电容C呈现周期性的充放电特性。由于构成检波管的晶体管导通电阻很小,电容C充电时间常数远小于放电时间常数,电容C在一个周期内呈现电荷的逐渐积累,导致电压控制信号Vcr的值逐渐增加。稳定的Vcr值主要取决于输入功率的大小,随输入功率的增加而增大。
当电压控制信号Vcr增大时,补偿开关管Tco的发射极电位增加,导致加载在发射结的压降下降,从而偏置补偿电流Ico减小;补偿电流与输出功率的关系如图3所示。通过设置补偿放大管Tco个数比配以及各电阻大小,使ICO=αIS,令α取值0.5~0.1,即主放大管T1的偏置电流IB随输入射频信号功率的增加而增大,变化范围为0.5IS~0.9IS。
分析易知,传统AB类放大器随着输入功率的增加,信号出现了截止失真,波形变差,非线性现象严重,自偏置效应虽然可使等效偏置点提高,但仍然是以牺牲信号的导通角及信号的线性为代价的。本实施例的图3中,当输入功率增加时,偏置点主动上升,因此,波形可在较大功率范围内保证波形的完整性,从而改善线性特性。另一方面,当新结构偏置点增加到与传统结构的等效偏置(考虑自偏置)相同的幅度时,两者的导通角相同,直流功耗近似,但传统结构由于波形的截止导致了基波功率的减小,因此,在此情况下,此实施例在改善线性的基础上其效率仍高于传统结构。
实施例2
实施例1中,检波管以射频输入端RFin作为功率检测端来解决问题,若以功率单元结构的输出端RFout作为功率检测端仍适用,如图4所示,本实施例中的所述检波管连接功率单元结构的输出端RFout。
实施例3
实施例1和2中,均以检波管检测信号控制偏置补偿电流,结合恒流源实现对主放大管偏置点间接动态控制,也可以采用检测信号直接控制主放大管的偏置点。
如图5所示,本实施例中采用恒流源控制电路,取代偏置补偿电路,检波管输出的电压控制信号Vcr通过恒流源控制电路,控制恒流源的输出电流IS,此时恒流源的输出电流IS作为直接偏置电流。随电压控制信号Vcr的增加,通过合理的恒流源控制电路使直接偏置电流IS随之增大,可实现与实施例1和2相同的效果。同样,图5中的检波管检测信号也可从主放大管输入端取出。
实施例4
实施例1-3中,均以电流源偏置来解决问题,若以电压形式偏置主放大管,则由于IC~Vbe的指数关系,传统的放大器等效偏置点的上升现象更严重。
本实施例取代恒流源,采用恒压源提供主放大管T1的偏置电压Vbe,偏置补偿电路替换为对偏置电压Vbe补偿的电路结构。本实施例对改善放大效率仍适用。
本发明的功率单元结构,在实际版图布局中,检波管、补偿电路所占面积很小,仅需被补偿的功率放大单元面积S的1~2倍除以被补偿功率单元的直流放大倍数β的面积大小,即S/β~2S/β,易于集成在功率单元中。
上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点,其目的在于让熟悉此项技术的人能够了解本发明的内容并据以实施,并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明主要技术方案的精神实质所做的修饰,都应涵盖在本发明的保护范围之内。
Claims (6)
1.一种提高线性及放大效率的功率单元结构,包括主放大管T1和恒流源,所述主放大管T1的基极连接射频输入端RFin,集电极连接功率输出端RFout,通过射频扼流圈RFC连接电压VCC,发射极接地;所述恒流源连接主放大管T1的基极,其输出电流IS;其特征在于,还包括偏置补偿电路和检波管;
所述偏置补偿电路包括电容C,电阻R1、R2、RC、RE和补偿放大管Tco;所述补偿放大管Tco的集电极通过电阻RC连接主放大管T1的基极;补偿放大管Tco的基极分别通过电阻R1连接电压VCC、通过电阻R2接地,补偿放大管Tco的发射极通过并联的电容C、电阻RE接地;
所述检波管连接射频输入端RFin,产生电压控制信号Vcr,并连接到补偿放大管Tco的发射极,控制偏置补偿电流ICO的大小。
2.根据权利要求1所述的功率单元结构,其特征在于,在无射频信号输入时,IS≈IB+ICO,设置偏置补偿电路中各电阻大小,使得ICO=0.5IS,即主放大管T1的静态工作点偏置电流IB=0.5IS。
3.根据权利要求2所述的功率单元结构,其特征在于,在输入射频信号功率不足以导通检波管时,Vcr=0,主放大管T1的偏置电流IB维持不变;
随着输入射频信号功率逐渐增加,检波管导通,产生电压控制信号Vcr的值逐渐增加,从而偏置补偿电流Ico减小;
通过设置补偿放大管Tco个数比配以及各电阻大小,使ICO=αIS,令α取值0.5~0.1,即主放大管T1的偏置电流IB随输入射频信号功率的增加而增加,变化范围为0.5IS~0.9IS。
4.根据权利要求1所述的功率单元结构,其特征在于,所述检波管连接功率单元结构的输出端RFout。
5.根据权利要求1或4所述的功率单元结构,其特征在于,取代偏置补偿电路,采用恒流源控制电路,检波管输出的电压控制信号Vcr通过恒流源控制电路,控制恒流源的输出电流IS随电压控制信号Vcr的增加而增大。
6.根据权利要求1或4所述的功率单元结构,其特征在于,取代恒流源,采用恒压源提供主放大管T1的偏置电压Vbe,偏置补偿电路替换为对偏置电压Vbe补偿的电路结构。
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CN115459716A (zh) * | 2022-09-20 | 2022-12-09 | 广东工业大学 | 用于soi射频功率放大器的偏置电路及射频功率放大器 |
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