CN113206679A - 收发器及操作收发器的方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及收发器及操作收发器的方法。本申请揭露一种收发器，耦接至传输线，该收发器包括：可变电阻器组；发射器模块，具有输出端耦接至该可变电阻器组及该传输线，该发射器模块包括：第一数字模拟转换器，用以输出发射电流；接收器模块，具有输入端耦接至该发射器模块及该传输线，其中该发射电流往该传输线馈入时造成远端回波馈入至该接收器模块，该远端回波的振幅相关于该传输线的电阻值的大小；以及数字信号处理器，耦接至该发射器模块及该接收器模块，该数字信号处理器基于该远端回波的振幅将该发射电流的电流值从第一预设电流值调整为第二预设电流值。

Description

收发器及操作收发器的方法

技术领域

本申请内容系关于收发器及操作收发器的方法，尤指一种使用查找表来提供电流的收发器及操作收发器的方法。

背景技术

快速以太网络的应用中，常使用成对的收发器及传输线。传输线的一端对接至一收发器，而另一端对接至另一收发器。在收发器及传输线的连接上，需要考虑到传输线与收发器之间的阻抗匹配及收发器所提供的电气特性的数值是否符合预设值。现今的发射器所提供的电气特性的数值往往不能符合预设值，这将引起传输上的问题。为了解决传输的问题，如何能够达到阻抗匹配并且让该电气特性的数值符合该预设值，已成为一个重要的工作项目。

发明内容

本申请的目的之一在于公开一种收发器及操作收发器的方法，尤其涉及一种使用查找表来提供电流的收发器及操作收发器的方法，来解决上述问题。

本申请内容某些实施方式提供一种收发器包括：可变电阻器组；发射器模块，具有输出端耦接至该可变电阻器组及该传输线，该发射器模块包括：第一数字模拟转换器，用以输出发射电流；接收器模块，具有输入端耦接至该发射器模块及该传输线，其中该发射电流往该传输线馈入时造成远端回波馈入至该接收器模块，该远端回波的振幅相关于该传输线的电阻值的大小；以及数字信号处理器，耦接至该发射器模块及该接收器模块，该数字信号处理器基于该远端回波的振幅将该发射电流的电流值从第一预设电流值调整为第二预设电流值。

本申请内容某些实施方式提供一种操作收发器的方法，该方法包括：输出发射电流，其中该发射电流往耦接至该收发器的传输线馈入时造成远端回波馈入至该收发器的接收器模块，该远端回波的振幅相关于该传输线的电阻值的大小；以及基于该远端回波的振幅将该发射电流的电流值从第一预设电流值调整为第二预设电流值。

本申请的收发器能基于传输线的电阻值从预先建立的查找表中得到相对应的电流值，并使收发器的发射器模块提供具有该相对应的电流值的电流，其中该电流的一部份流入该传输线。因此，能够维持该传输线的跨压(即，该收发器的输出电压)为定值，或者维持在可容许的误差范围内，进而提升传输的品质。

附图说明

在阅读了下文实施方式以及附随图式时，能够最佳地理解本揭露的多种态样。应注意到，根据本领域的标准作业习惯，图中的各种特征并未依比例绘制。事实上，为了能够清楚地进行描述，可能会刻意地放大或缩小某些特征的尺寸。

图1为本申请的收发器的实施例的电路图。

图2为建立图1的查找表的建立方法的流程图。

具体实施方式

在快速以太网络的应用中，常使用成对的收发器及传输线。该传输线的电阻值影响收发器的输出电压。举例来说，因为该传输线的制程变异的因素，或者因为该传输线的老化，使得该传输线的电阻值不再是预设的理想电阻值，例如50欧姆。在这种情况下，若收发器的发射器模块仍然提供具有对应该理想电阻值的预设电流值的发射电流，该收发器的输出电压就无法再符合预设电压值。本申请的收发器能基于传输线的电阻值适应性地提供具有适当电流值的电流。因此，能够维持该传输线的跨压(即，该收发器的输出电压)为定值，或者维持在可容许的误差范围内，进而提升传输的品质。

图1为本申请的收发器10的实施例的电路图。收发器10可做为快速以太网络装置。一般而言，收发器10耦接至传输线20，并通过传输线20耦接至另一收发器10。在一些实施例中，传输线20包括双绞线(twist line)。传输线20具有电阻值Ren。在电路分析中，为了方便说明，符号Ren可用以说明电阻值，或者具有该电阻值的等效电阻器。也就是说，等效电阻器Ren可用以代表传输线20。

参照图1，收发器10包括发射器模块12、接收器模块14(标示为，RX模块)、数字信号处理器(digital signal processor，DSP)16及储存单元18。发射器模块12可做为传送端(transmitter section)，而接收器模块14可做为接收端(receiver section)。

发射器模块12包括发射器数字模拟转换器(digital-to-analog converter，DAC)120(标示为TX DAC)以及近端回波消除器122。

发射器数字模拟转换器120的输出端耦接至节点n2，并用以通过将近端信号(near-end signal)Sn转换成模拟形式的电流信号I1(t)(即，模拟形式的近端信号)来输出发射电流。为了方便说明，在下文中，以电流信号I1(t)代表发射电流。具体来说，电流信号I1(t)至少透过耦接至数字模拟转换器120的输出端的可变电阻器R1，从电流信号的形式转换为电压信号的形式，以形成输出电压信号V_TX(t)。据此，输出电压信号V_TX(t)的振幅可视为是可变电阻器R1的跨压，其中可变电阻器R1耦接于数字模拟转换器120的输出端及供应电压VDD的节点之间，其中供应电压VDD在小信号分析中可视为是参考接地。在下文中，为了方便描述，输出电压信号V_TX(t)的振幅可说明为输出电压V_TX。

近端回波消除器122及可变电阻器R2(可称为，回波消除电阻器)一同用以消除近端回波，其将详细说明于下文中。可变电阻器R2耦接于近端回波消除器122的输出端及传输线20之间。需注意的是，该近端回波无法完全地被消除。在一些实施例中，近端回波消除器122包括DAC。在一些实施例中，以DAC实现的近端回波消除器122的电路架构与TX DAC 120的电路架构相同。

接收器模块14的输入端耦接至节点n1，并用以将接收的模拟信号转换成数字信号后，再送至DSP 16。该接收的模拟信号包括传输线20提供的远端信号(far-end signal)及各式各样的回波。在一些实施例中，接收器模块14包括模拟前端电路(未图示)及模拟/数字转换器(analog-to-digital converter，ADC)(未图示)。该模拟前端电路对该接收的模拟信号先进行信号处理，再利用该ADC将该接收的模拟信号转换成数字信号后，送至DSP 16。

透过接收器模块14的电路架构，可使节点n1的电压准位在小信号分析中可视为是参考接地，并使节点n1的电压准位在直流分析中保持稳定，其中节点n1的电流准位在直流分析中可不等于供应电压VDD。举例来说，接收器模块14包括以运算放大器为基底构成的反相闭回路放大器。该运算放大器的非反相端耦接至参考接地，反相端在节点n1耦接至可变电阻器R2，该运算放大器的输出电压与可变电阻器R2的电阻值成反比。由于虚短路，因此该运算放大器的反相端的直流电压准位为零，亦即节点n1的直流电压准位为零。以上电路架构仅做为示例，本揭露不限定以此方式实施。此外，需注意的是，在本揭露中，节点n1的直流电压准位经过设计以使可变电阻器R1及R2的跨压彼此相同，进而达到并联的效果。

总的来说，发射器模块12、接收器模块14与传输线20界定出快速以太网络的信道。该信道同时执行传输与接收的功能。一般来说，全双工通信系统包括四个信道。

如前所述，该信道是同时执行传送与接收功能。当该信道传送信号时，会对同时间内该信道所接收的信号产生干扰，此现象被称为回波干扰(echo impairment)。具体来说，在理想上，发射器模块12发射的信号不会耦合至接收器模块14。然而，实际上，发射器模块12发射的信号无可避免地直接地或间接地耦合至接收器模块14，因而接收器模块14接收的信号除了包括想要的信号(例如远端信号)以外还包括其他造成干扰的信号。造成该干扰的干扰源有很多。举例来说，在一种可能的干扰中，该发射电流往传输线20馈入时，造成该近端回波馈入至接收器模块14。换句话说，发射器模块12发射的信号的一部份会藉由收发器10内部的电性耦合而耦合至接收器模块14，该发射的信号的该部份即可称为近端回波。在另一种可能的干扰中，该发射电流往传输线20馈入时造成远端回波馈入至接收器模块14。换句话说，发射器模块12发射的信号进入至传输线20后，该信号的另一部份从传输线20反射回接收器模块14以形成远端回波馈入至接收器模块14，其中本揭露利用远端回波来达到维持输出电压信号V_TX(t)稳定的效果，其将详细说明如下文。总的来说，回波包括发射器模块12发射的信号的一部份，也就是包括电流信号I1(t)的一部份。

由于产生回波的干扰源的种类很多，不可能无限制的将电路的复杂度提升来消除全部干扰源产生的回波。不过，至少可以透过消除因收发器10内部的电性耦合所产生的回波(下称，内部回波)来抑制回波整体的影响程度。一种可能的方式是透过设置近端回波消除器122及可变电阻器R2来有效地消除该内部回波。

详言之，TX DAC 120输出电流信号I1(t)。电流信号I1(t)分流为电流信号I2(t)、I3(t)及I4(t)。电流信号I2(t)通过可变电阻器R1流至供应电压VDD。电流信号I3(t)馈入接收器模块14，也就是说，电流信号I3(t)代表近端回波。电流信号I4(t)流经传输线20。

电流信号I3(t)基于例如接收器模块14的输入阻抗在节点n1上建立电压信号VI1(t)，电压信号VI1(t)也可代表近端回波。为了消除该近端回波，近端回波消除器122提供抵销电流，抵销电流具有电流信号I5(t)，电流信号I5(t)的振幅相同于电流信号I3(t)的振幅。因此，当电流信号I5(t)以相反于电流信号I3(t)的电流方向流入可变电阻器R2时，电流信号I5(t)与电流信号I3(t)相互抵销。因此，电压信号VI1(t)为零，代表该近端回波已被消除。

承如上述，该发射电流往传输线20馈入时造成该远端回波馈入至接收器模块14。该远端回波具有电流信号I6(t)。电流信号I6(t)基于例如接收器模块14的输入阻抗在节点n1上建立电压信号Vr(t)，电压信号Vr(t)代表从传输线20反射回接收器模块14的远端回波SF。

远端回波SF的振幅相关于并联的可变电阻器R1及R2所界定出的可变电阻器组的等效电阻值与传输线20的电阻值Ren之间的相对大小，其代表阻抗匹配的程度。简单来说，阻抗匹配的不同程度引起远端回波SF的不同振幅。当可变电阻器组的等效电阻值相同于传输线20的电阻值Ren时，阻抗匹配的程度最高并且因此远端回波SF的振幅最小。

另一方面，传输线20的理想电阻值Ren例如是50欧姆。在电路设计阶段，针对50欧姆的传输线20，TX DAC 120的电流信号I1(t)的振幅被适当的设计，以使透过电流信号I4(t)的振幅与50欧姆的乘积得到的输出电压V_TX能够符合预设值。

然而，传输线20的实际电阻值Ren很有可能不是理想的50欧姆。在此情况下，若TXDAC 120仍然基于50欧姆提供电流信号I4(t)，输出电压V_TX就无法再符合预设值。

为了使输出电压V_TX符合预设值以及使阻抗匹配的程度最高，一种可能的方式是量测传输线20的电阻值Ren。依据量测结果，TX DAC 120提供对应量测到的电阻值Ren的电流信号I1(t)的振幅(为了方便说明，在下文中，电流信号的振幅也可称为电流值)，并且依据量测结果组态可调电阻器R1及R2。不过，这种方式需进行额外量测电阻的操作，不够有效率。甚至，可能还必须中断当下的通信。

本揭露是透过间接地得知传输线20的电阻值Ren的信息，来提供对应的电流信号I1(t)的电流值以及提供对应的可调电阻器组的电阻档位，以提供符合预设值的输出电压V_TX以及使阻抗匹配的程度最高。

收发器10具有评估操作及正常操作。在评估操作下，收发器10将评估出该发射电流的电流信号I1(t)的电流值以及评估出可调电阻器组的电阻档位。在评估完成以后，在正常操作下，收发器10依据评估出的电流值及电阻档位进行操作。

承如上述，阻抗匹配的程度影响远端回波SF的振幅的大小。因此，可以透过评估在多个预设电阻档位下的远端回波SF的振幅的大小，来判断出传输线20的电阻值Ren接近所述多个预设电阻档位下的哪一个。

进一步来说，可变电阻器组具有多个预设电阻档位，如下表一所示，需注意的是，在表一中的各数值仅是用于示例。需说明的是，可变电阻器R1及R2为电路设计者所设计，因此电路设计者能预先知道在各种预设电阻档位下的可变电阻器组的等效电阻值。表一的信息例如可储存于储存单元18中。

表一

在评估操作中，DSP 16将预设电阻档位LV1做为初始电阻档位，并依据预设电阻档位LV1，将可变电阻器R1及R2进行组态。同时，TX DAC 120输出具有初始电流值的发射电流，其中初始电流值可为表二中的多个预设电流值中的任一者。此时，DSP 16得到远端回波SF的振幅的信息。接着，DSP 16从预设电阻档位LV1切换至预设电阻档位LV2。DSP 16依据预设电阻档位LV2，将可变电阻器R1及R2进行组态。此时，DSP 16得到远端回波SF的振幅的信息。DSP 16基于两个振幅的信息能够评估出传输线20的电阻值Ren。

举例来说，当在预设电阻档位LV1下的回波的振幅小于在设电阻档位LV2下的回波的振幅时，DSP 16可评估出传输线20的电阻值Ren，相较于可变电阻器组在预设电阻档位LV2下的等效电阻值，较接近可变电阻器组在预设电阻档位LV1下的等效电阻值。透过这种方式，DSP16能够间接地得知传输线20的电阻值Ren的信息，不再需要进行额外量测电阻的操作。

为了方便说明，在下文中，将假设在预设电阻档位LV1下的远端回波SF的振幅比较小。在这种假设下，可变电阻器R1及R2依照预设电阻档位LV1进行组态。

在完成可变电阻器组的预设电阻档位评估后，已经可以确保远端回波SF的振幅为最小。接着，将进行电流信号I1(t)的电流值的评估。DSP 16基于评估出的预设电阻档位LV1从储存单元18所储存的查找表(lookup table，标记为LUT)180中找到对应的预设电流值。

详言之，LUT 180储存在各种预设电阻档位下的电流信号I1(t)的预设电流值。表二示出多个预设电流值。需注意的是，在表二中的各数值仅是用于示例。

预设电阻档位	预设电流值(毫安)
		LV1	40
LV2	33.3

表二

承如上述，在上述的预设电阻档位的评估中，已经评估出预设电阻档位LV1。在预设电阻档位LV1下，可变电阻器组的等效电阻值为50欧姆(如表一)，其代表传输线20的预测电阻值Ren为50欧姆。基于电路架构，相对于TX DAC 120，可变电阻器R1及R2及传输线20并联；进一步来说，40毫安(如表二)的预设电流值在可变电阻器组及传输线20之间平均分配。也就是说，传输线20分配到20毫安的电流。据此，传输线20的跨压，也就是输出电压信号V_TX(t)的振幅，为1伏特(volts，V)。

在结束评估操作后，进入正常操作。在正常操作中，可变电阻器R1及R2依照预设电阻档位LV1进行组态，并且TX DAC 120提供具有40毫安的电流信号I1(t)。

替代地，假设在上述的预设电阻档位的评估中，是评估出预设电阻档位LV2。在预设电阻档位LV2下，可变电阻器组的等效电阻值为60欧姆(如表一)，其代表传输线20的预测电阻值Ren为60欧姆。基于电路架构，相对于TX DAC 120，可变电阻器R1及R2及传输线20并联；进一步来说，约33.3毫安(如表二)的预设电流值在可变电阻器组及传输线20之间平均分配。也就是说，传输线20分配到约16.65毫安的电流。据此，传输线20的跨压，也就是输出电压V_TX，约为1伏特(volts，V)。

在结束评估操作后，进入正常操作。在正常操作中，可变电阻器R1及R2依照预设电阻档位LV2进行组态，并且TX DAC 120提供具有33.3毫安的电流信号I1(t)。

总的来说，无论在预设电阻档位的评估中是评估出预设电阻档位LV1或LV2，传输线20的跨压都能够被维持在1V，或是维持在可容许的误差范围内。进一步来说，即使传输线20的电阻值Ren不是为理想的50欧姆，也能够尽量地使远端回波SF的振幅相对地小。同时，还能够尽量维持输出电压信号V_TX(t)为定值，或者维持在可容许的误差范围内。

在一些实施例中，在各种预设电阻档位下，可变电阻器R1及R2的电阻值比保持相同。进一步来说，预设电阻档位、可变电阻器R1及R2的电阻值及可变电阻器组的等效电阻值如下表三所示，需注意的是，在表三中的各数值仅是用于示例。需注意的是，本揭露不限定于电阻值比保持相同。在其他实施例中，在各种预设电阻档位下，可变电阻器R1及R2的电阻值比可不相同。

表三

在表三的实施例中，在预设电阻档位LV1及LV2下，可变电阻器R1及R2的电阻值比均保持为1：5。据此，在预设电阻档位LV1及LV2下，电流信号I2(t)及电流信号I3(t)的电流值比均保持为5：1。

又，为了符合阻抗匹配的条件，可变电阻器组的等效电阻值与传输线20的电阻值Ren的电阻值比为1：1。据此，电流信号I2(t)及电流信号I3(t)的总电流值与电流信号I4(t)的电流值的比值为1：1。

此外，由于近端回波消除器122所提供的电流信号I5(t)的电流值被设置为与电流信号I3(t)的电流值相同。据此，电流信号I2(t)及电流信号I5(t)的电流值比保持为5：1。总的来说，电流信号I1(t)、I2(t)、I3(t)、I4(t)及I5(t)之间的电流值比例关系可表示如下：

I1(t)：I2(t)：I3(t)：I4(t)：I5(t)＝12：5：1：6：1

简单来说，电流信号I1(t)及I5(t)之间的电流值比例关系为12：1。据此，近端回波消除器122可被设计为与TX ADC 120的电路架构相同，差别只在于，近端回波消除器122提供的电流信号I5(t)的电流值为TX ADC 120提供的电流信号I1(t)的电流值的十二分之一。因此，近端回波消除器122的设计能够得到简化。

图2为建立图1的查找表180的建立方法25的流程图。参照图2，建立方法25被执行于发射器10出厂前。建立方法25包括操作200、202、204、206、208、210、212及214。在操作200中，提供具有可变电阻器组的收发器10，可变电阻器组相关于收发器10与传输线20之间的阻抗匹配。在操作202中，提供可变电阻器组的第一预设电阻档位LV1。在操作204中，提供可变电阻器组的第二预设电阻档位LV2。

在操作206中，将具有第一预设电阻值的传输线20对接至收发器10，其中第一预设电阻值为已知，例如为50欧姆，需注意的是，第一预设电阻值在本实施例中与可变电阻器组在第一预设电阻档位LV1下的等效电阻值相同。然而，本揭露不限定两者必须相同。

DSP 16依照第一预设电阻档位LV1对可变电阻器组进行组态，并且获得在第一预设电阻档位LV1下的远端回波SF的振幅。接着，DSP16依照第二预设电阻档位LV2对可变电阻器组进行组态，并且获得在第二预设电阻档位LV2下的远端回波SF的振幅。

针对传输线20的第一预设电阻值，从第一预设电阻档位LV1及第二预设电阻档位LV2中选出一者做为第一映射档位，被选出者相较于未被选出者表现出较高程度的阻抗匹配。举例来说，第一预设电阻值为50欧姆。因此，相较于第二预设电阻档位LV2，在第一预设电阻档位LV1下的远端回波SF的振幅较小，因此表现出较高程度的阻抗匹配。因此，选择第一预设电阻档位LV1做为第一映射档位。

在操作208中，基于第一映射档位、第一预设电阻值及收发器10的预设输出电压计算出第一预设电流值。举例来说，电阻器R1及R2与传输线20并联。电阻器R1及R2在第一预设电阻档位LV1下与传输线20并联后的等效电阻值为25欧姆。输出电压V_TX的预设值为1V。基于电阻定理，可计算出第一预设电流值为40毫安。接着，中断具有第一预设电阻值的传输线20与收发器10之间的连接。

在操作210中，将具有第二预设电阻值的传输线20对接至收发器10，其中第二预设电阻值为已知，例如为60欧姆，需注意的是，第二预设电阻值在本实施例中与可变电阻器组在第二预设电阻档位LV2下的等效电阻值相同。然而，本揭露不限定两者必须相同。

DSP 16依照第一预设电阻档位LV1对可变电阻器组进行组态，并且获得在第一预设电阻档位LV1下的远端回波SF的振幅。接着，DSP16依照第二预设电阻档位LV2对可变电阻器组进行组态，并且获得在第二预设电阻档位LV2下的远端回波SF的振幅。

针对传输线20的第二预设电阻值，从第一预设电阻档位及第二预设电阻档位中选出一者做为第二映射档位，被选出者相较于未被选出者表现出较高程度的阻抗匹配。举例来说，第二预设电阻值为60欧姆。因此，相较于第一预设电阻档位LV1，在第二预设电阻档位LV2下的远端回波SF的振幅较小，因此表现出较高程度的阻抗匹配。因此，选择第二预设电阻档位LV2做为第二映射档位。

在操作212中，藉由第二映射档位、第二预设电阻值及收发器10的预设输出电压计算出第二预设电流值。举例来说，电阻器R1及R2与传输线20并联。电阻器R1及R2在第二预设电阻档位LV2下与传输线20并联后的等效电阻值为30欧姆。输出电压V_TX的预设值为1V。基于电阻定理，可计算出第二预设电流值为约33.3毫安。

在操作214中，基于第一映射档位、第一预设电流值、第二映射档位及第二预设电流值建立查找表180，如表二所示。

上文的叙述简要地提出了本申请某些实施例的特征，而使得本申请所属技术领域具有通常知识者能够更全面地理解本申请内容的多种态样。本申请所属技术领域具有通常知识者当可明了，其可轻易地利用本申请内容作为基础，来设计或更动其他制程与结构，以实现与此处所述的实施方式相同的目的和/或达到相同的优点。本申请所属技术领域具有通常知识者应当明白，这些均等的实施方式仍属于本申请内容的精神与范围，且其可进行各种变更、替代与更动，而不会悖离本申请内容的精神与范围。

【符号说明】

10 收发器

12 发射器模块

14 接收器模块

16 DSP

18 储存单元

20 传输线

25 建立方法

120 发射器数字模拟转换器

122 近端回波消除器

180 查找表

200-214 操作

R1 可变电阻器

R2 可变电阻器

Ren 电阻值

Sn 近端信号

SF 远端回波

V_TX(t) 输出电压

VI1(t) 电压信号

Vr(t) 电压信号

VDD 供应电压

I1(t) 电流信号

I2(t) 电流信号

I3(t) 电流信号

I4(t) 电流信号

I5(t) 电流信号

I6(t) 电流信号

n1 节点

n2 节点

Claims (10)

1.一种收发器，耦接至传输线，所述收发器包括：

可变电阻器组；

发射器模块，具有输出端耦接至所述可变电阻器组及所述传输线，所述发射器模块包括：

第一数字模拟转换器，用以输出发射电流；

接收器模块，具有输入端耦接至所述发射器模块及所述传输线，其中所述发射电流往所述传输线馈入时造成远端回波馈入至所述接收器模块，所述远端回波的振幅相关于所述传输线的电阻值的大小；以及

数字信号处理器，耦接至所述发射器模块及所述接收器模块，所述数字信号处理器基于所述远端回波的振幅将所述发射电流的电流值从第一预设电流值调整为第二预设电流值。

2.根据权利要求1所述的收发器，其中所述收发器更包括：

储存单元，用以储存查找表，包括第一预设电阻档位、第二预设电阻档位、对应所述第一预设电阻档位的所述第一预设电流值以及对应所述第二预设电阻档位的所述第二预设电流值，其中所述可变电阻器组在所述第一预设电阻档位下的等效电阻值与所述第一预设电流值的乘积等同所述可变电阻器组在所述第二预设电阻档位下的等效电阻值与所述第二预设电流值的乘积；

其中所述数字信号处理器根据所述远端回波的振幅将所述可变电阻器组的电阻档位从所述第一预设电阻档位调整为所述第二预设电阻档位，以相对应地使所述发射电流的所述电流值从所述第一预设电流值调整为所述第二预设电流值。

3.根据权利要求2所述的收发器，其中所述可变电阻器组依照所述第二预设电阻档位进行组态后的电阻值所对应的所述远端回波的振幅小于所述可变电阻器组依照所述第一预设电阻档位进行调整后的电阻值所对应到的所述远端回波的振幅。

4.根据权利要求3所述的收发器，其中所述可变电阻器组包括等效并联的第一可变电阻器及第二可变电阻器。

5.根据权利要求4所述的收发器，其中所述收发器的输出电压相关于所述第一可变电阻器、所述第二可变电阻器及所述传输线并联的等效电阻值。

6.根据权利要求4所述的收发器，其中所述接收器模块的所述输入端耦接至所述第一节点，所述发射器模块的所述输出端耦接至第二节点，所述传输线耦接至所述第二节点，所述第一电阻器耦接至所述第二节点及提供供应电压的节点之间，以及所述第二电阻器耦接至所述第一节点及第二节点之间。

7.根据权利要求6所述的收发器，其中所述发射器模块更包括：

近端回波消除器，耦接至所述第一节点。

8.根据权利要求7所述的收发器，其中所述发射电流往所述传输线馈入时，另造成近端回波馈入至所述接收器模块，所述近端回波消除器藉由提供抵销电流来降低所述近端回波。

9.根据权利要求8所述的收发器，其中依据所述第一预设电阻档位组态的所述第一可变电阻器和所述第二可变电阻器的电阻值比相同于依据所述第二预设电阻档位组态的所述第一可变电阻器对所述第二可变电阻器的电阻值比。

10.一种操作收发器的方法，所述方法包括：

输出发射电流，其中所述发射电流往耦接至所述收发器的传输线馈入时造成远端回波馈入至所述收发器的接收器模块，所述远端回波的振幅相关于所述传输线的电阻值的大小；以及

基于所述远端回波的振幅将所述发射电流的电流值从第一预设电流值调整为第二预设电流值。

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