TWI756613B - 收發器及操作收發器的方法 - Google Patents

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Abstract

本申請揭露一種收發器，耦接至傳輸線，該收發器包括：可變電阻器組；發射器模組，具有輸出端耦接至該可變電阻器組及該傳輸線，該發射器模組包括：第一數位類比轉換器，用以輸出發射電流；接收器模組，具有輸入端耦接至該發射器模組及該傳輸線，其中該發射電流往該傳輸線饋入時造成遠端回波饋入至該接收器模組，該遠端回波的振幅相關於該傳輸線的電阻值的大小；以及數位訊號處理器，耦接至該發射器模組及該接收器模組，該數位訊號處理器基於該遠端回波的振幅將該發射電流的電流值從第一預設電流值調整為第二預設電流值。

Description

收發器及操作收發器的方法
本申請內容係關於收發器及操作收發器的方法，尤指一種使用查找表來提供電流的收發器及操作收發器的方法。
在快速乙太網路的應用中，常使用成對的收發器及傳輸線。傳輸線的一端對接至一收發器，而另一端對接至另一收發器。在收發器及傳輸線的連接上，需要考慮到傳輸線與收發器之間的阻抗匹配及收發器所提供的電氣特性的數值是否符合預設值。現今的發射器所提供的電氣特性的數值往往不能符合預設值，這將引起傳輸上的問題。為了解決傳輸的問題，如何能夠達到阻抗匹配並且讓該電氣特性的數值符合該預設值，已成為一個重要的工作項目。
本申請的目的之一在於公開一種收發器及操作收發器的方法，尤其涉及一種使用查找表來提供電流的收發器及操作收發器的方法，來解決上述問題。
本申請內容某些實施方式提供一種收發器包括：可變電阻器組；發射器模組，具有輸出端耦接至該可變電阻器組及該傳輸線，該發射器模組包括：第一數位類比轉換器，用以輸出發射電流；接收器模組，具有輸入端耦接至該發射器模組及該傳輸線，其中該發射電流往該傳輸線饋入時造成遠端回波饋入至該接收器模組，該遠端回波的振幅相關於該傳輸線的電阻值的大小；以及數位訊號處理器，耦接至該發射器模組及該接收器模組，該數位訊號處理器基於該遠端回波的振幅將該發射電流的電流值從第一預設電流值調整為第二預設電流值。
本申請內容某些實施方式提供一種操作收發器的方法，該方法包括：輸出發射電流，其中該發射電流往耦接至該收發器的傳輸線饋入時造成遠端回波饋入至該收發器的接收器模組，該遠端回波的振幅相關於該傳輸線的電阻值的大小；以及基於該遠端回波的振幅將該發射電流的電流值從第一預設電流值調整為第二預設電流值。
本申請的收發器能基於傳輸線的電阻值從預先建立的查找表中得到相對應的電流值，並使收發器的發射器模組提供具有該相對應的電流值的電流，其中該電流的一部份流入該傳輸線。因此，能夠維持該傳輸線的跨壓（即，該收發器的輸出電壓）為定值，或者維持在可容許的誤差範圍內，進而提升傳輸的品質。
在快速乙太網路的應用中，常使用成對的收發器及傳輸線。該傳輸線的電阻值影響收發器的輸出電壓。舉例來說，因為該傳輸線的製程變異的因素，或者因為該傳輸線的老化，使的該傳輸線的電阻值不再是預設的理想電阻值，例如50歐姆。在這種情況下，若收發器的發射器模組仍然提供具有對應該理想電阻值的預設電流值的發射電流，該收發器的輸出電壓就無法再符合預設電壓值。本申請的收發器能基於傳輸線的電阻值適應性地提供具有適當電流值的電流。因此，能夠維持該傳輸線的跨壓（即，該收發器的輸出電壓）為定值，或者維持在可容許的誤差範圍內，進而提升傳輸的品質。
圖1為本申請的收發器10的實施例的電路圖。收發器10可做為快速乙太網路裝置。一般而言，收發器10耦接至傳輸線20，並通過傳輸線20耦接至另一收發器10。在一些實施例中，傳輸線20包括雙絞線（twist line）。傳輸線20具有電阻值Ren。在電路分析中，為了方便說明，符號Ren可用以說明電阻值，或者具有該電阻值的等效電阻器。也就是說，等效電阻器Ren可用以代表傳輸線20。
參照圖1，收發器10包括發射器模組12、接收器模組14（標示為，RX模組）、數位訊號處理器（digital signal processor，DSP）16及儲存單元18。發射器模組12可做為傳送端（transmitter section），而接收器模組14可做為接收端（receiver section）。
發射器模組12包括發射器數位類比轉換器（digital-to-analog converter，DAC）120（標示為TX DAC）以及近端回波消除器122。
發射器數位類比轉換器120的輸出端耦接至節點n2，並用以通過將近端信號（near-end signal）Sn轉換成類比形式的電流信號I1(t)（即，類比形式的近端信號）來輸出發射電流。為了方便說明，在下文中，以電流信號I1(t)代表發射電流。具體來說，電流信號I1(t)至少透過耦接至數位類比轉換器120的輸出端的可變電阻器R1，從電流信號的形式轉換為電壓信號的形式，以形成輸出電壓信號V_TX(t)。據此，輸出電壓信號V_TX(t)的振幅可視為是可變電阻器R1的跨壓，其中可變電阻器R1耦接於數位類比轉換器120的輸出端及供應電壓VDD的節點之間，其中供應電壓VDD在小訊號分析中可視為是參考接地。在下文中，為了方便描述，輸出電壓信號V_TX(t)的振幅可說明為輸出電壓V_TX。
近端回波消除器122及可變電阻器R2（可稱為，回波消除電阻器）一同用以消除近端回波，其將詳細說明於下文中。可變電阻器R2耦接於近端回波消除器122的輸出端及傳輸線20之間。需注意的是，該近端回波無法完全地被消除。在一些實施例中，近端回波消除器122包括DAC。在一些實施例中，以DAC實現的近端回波消除器122的電路架構與TX DAC 120的電路架構相同。
接收器模組14的輸入端耦接至節點n1，並用以將接收的類比信號轉換成數位信號後，再送至DSP 16。該接收的類比信號包括傳輸線20提供的遠端信號（far-end signal）及各式各樣的回波。在一些實施例中，接收器模組14包括模擬前端電路（未圖示）及類比/數位轉換器（analog-to-digital converter，ADC）（未圖示）。該模擬前端電路對該接收的類比信號先進行信號處理，再利用該ADC將該接收的類比信號轉換成數位信號後，送至DSP 16。
透過接收器模組14的電路架構，可使節點n1的電壓準位在小訊號分析中可視為是參考接地，並使節點n1的電壓準位在直流分析中保持穩定，其中節點n1的電流準位在直流分析中可不等於供應電壓VDD。舉例來說，接收器模組14包括以操作放大器為基底構成的反相閉回路放大器。該操作放大器的非反相端耦接至參考接地，反相端在節點n1耦接至可變電阻器R2，該操作放大器的輸出電壓與可變電阻器R2的電阻值成反比。由於虛短路，因此該操作放大器的反相端的直流電壓準位為零，亦即節點n1的直流電壓準位為零。以上電路架構僅做為示例，本揭露不限定以此方式實施。此外，需注意的是，在本揭露中，節點n1的直流電壓準位經過設計以使可變電阻器R1及R2的跨壓彼此相同，進而達到並聯的效果。
總的來說，發射器模組12、接收器模組14與傳輸線20界定出快速乙太網路的通道。該通道同時執行傳輸與接收的功能。一般來說，全雙工通信系統包括四個通道。
如前所述，該通道是同時執行傳送與接收功能。當該通道傳送信號時，會對同時間內該通道所接收的信號產生干擾，此現象被稱為回波干擾（echo impairment）。具體來說，在理想上，發射器模組12發射的信號不會耦合至接收器模組14。然而，實際上，發射器模組12發射的信號無可避免地直接地或間接地耦合至接收器模組14，因而接收器模組14接收的信號除了包括想要的信號（例如遠端信號）以外還包括其他造成干擾的信號。造成該干擾的干擾源有很多。舉例來說，在一種可能的干擾中，該發射電流往傳輸線20饋入時，造成該近端回波饋入至接收器模組14。換句話說，發射器模組12發射的信號的一部份會藉由收發器10內部的電性耦合而耦合至接收器模組14，該發射的信號的該部份即可稱為近端回波。在另一種可能的干擾中，該發射電流往傳輸線20饋入時造成遠端回波饋入至接收器模組14。換句話說，發射器模組12發射的信號進入至傳輸線20後，該信號的另一部份從傳輸線20反射回接收器模組14以形成遠端回波饋入至接收器模組14，其中本揭露利用遠端回波來達到維持輸出電壓信號V_TX(t)穩定的效果，其將詳細說明如下文。總的來說，回波包括發射器模組12發射的信號的一部份，也就是包括電流信號I1(t)的一部份。
由於產生回波的干擾源的種類很多，不可能無限制的將電路的複雜度提升來消除全部干擾源產生的回波。不過，至少可以透過消除因收發器10內部的電性耦合所產生的回波（下稱，內部回波）來抑制回波整體的影響程度。一種可能的方式是透過設置近端回波消除器122及可變電阻器R2來有效地消除該內部回波。
詳言之，TX DAC 120輸出電流信號I1(t)。電流信號I1(t)分流為電流信號I2(t)、I3(t)及I4(t)。電流信號I2(t)通過可變電阻器R1流至供應電壓VDD。電流信號I3(t)饋入接收器模組14，也就是說，電流信號I3(t)代表近端回波。電流信號I4(t)流經傳輸線20。
電流信號I3(t)基於例如接收器模組14的輸入阻抗在節點n1上建立電壓信號VI1(t)，電壓信號VI1(t)也可代表近端回波。為了消除該近端回波，近端回波消除器122提供抵銷電流，抵銷電流具有電流信號I5(t)，電流信號I5(t)的振幅相同於電流信號I3(t)的振幅。因此，當電流信號I5(t)以相反於電流信號I3(t)的電流方向流入可變電阻器R2時，電流信號I5(t)與電流信號I3(t)相互抵銷。因此，電壓信號VI1(t)為零，代表該近端回波已被消除。
承如上述，該發射電流往傳輸線20饋入時造成該遠端回波饋入至接收器模組14。該遠端回波具有電流信號I6(t)。電流信號I6(t)基於例如接收器模組14的輸入阻抗在節點n1上建立電壓信號Vr(t)，電壓信號Vr(t)代表從傳輸線20反射回接收器模組14的遠端回波SF。
遠端回波SF的振幅相關於並聯的可變電阻器R1及R2所界定出的可變電阻器組的等效電阻值與傳輸線20的電阻值Ren之間的相對大小，其代表阻抗匹配的程度。簡單來說，阻抗匹配的不同程度引起遠端回波SF的不同振幅。當可變電阻器組的等效電阻值相同於傳輸線20的電阻值Ren時，阻抗匹配的程度最高並且因此遠端回波SF的振幅最小。
另一方面，傳輸線20的理想電阻值Ren例如是50歐姆。在電路設計階段，針對50歐姆的傳輸線20，TX DAC 120的電流信號I1(t)的振幅被適當的設計，以使透過電流信號I4(t)的振幅與50歐姆的乘積得到的輸出電壓V_TX能夠符合預設值。
然而，傳輸線20的實際電阻值Ren很有可能不是理想的50歐姆。在此情況下，若TX DAC 120仍然基於50歐姆提供電流信號I4(t)，輸出電壓V_TX就無法再符合預設值。
為了使輸出電壓V_TX符合預設值以及使阻抗匹配的程度最高，一種可能的方式是量測傳輸線20的電阻值Ren。依據量測結果，TX DAC 120提供對應量測到的電阻值Ren的電流信號I1(t)的振幅（為了方便說明，在下文中，電流信號的振幅也可稱為電流值），並且依據量測結果組態可調電阻器R1及R2。不過，這種方式需進行額外量測電阻的操作，不夠有效率。甚至，可能還必須中斷當下的通信。
本揭露是透過間接地得知傳輸線20的電阻值Ren的資訊，來提供對應的電流信號I1(t)的電流值以及提供對應的可調電阻器組的電阻檔位，以提供符合預設值的輸出電壓V_TX以及使阻抗匹配的程度最高。
收發器10具有評估操作及正常操作。在評估操作下，收發器10將評估出該發射電流的電流信號I1(t)的電流值以及評估出可調電阻器組的電阻檔位。在評估完成以後，在正常操作下，收發器10依據評估出的電流值及電阻檔位進行操作。
承如上述，阻抗匹配的程度影響遠端回波SF的振幅的大小。因此，可以透過評估在多個預設電阻檔位下的遠端回波SF的振幅的大小，來判斷出傳輸線20的電阻值Ren接近所述多個預設電阻檔位下的哪一個。
進一步來說，可變電阻器組具有多個預設電阻檔位，如下表一所示，需注意的是，在表一中的各數值僅是用於示例。需說明的是，可變電阻器R1及R2為電路設計者所設計，因此電路設計者能預先知道在各種預設電阻檔位下的可變電阻器組的等效電阻值。表一的資訊例如可儲存於儲存單元18中。
預設電阻檔位 可變電阻器R1（歐姆） 可變電阻器R2（歐姆） 可變電阻器組的等效電阻值（歐姆）
LV1 60 300 50
LV2 80 240 60
表一
在評估操作中，DSP 16將預設電阻檔位LV1做為初始電阻檔位，並依據預設電阻檔位LV1，將可變電阻器R1及R2進行組態。同時，TX DAC 120輸出具有初始電流值的發射電流，其中初始電流值可為表二中的多個預設電流值中的任一者。此時，DSP 16得到遠端回波SF的振幅的資訊。接著，DSP 16從預設電阻檔位LV1切換至預設電阻檔位LV2。DSP 16依據預設電阻檔位LV2，將可變電阻器R1及R2進行組態。此時，DSP 16得到遠端回波SF的振幅的資訊。DSP 16基於兩個振幅的資訊能夠評估出傳輸線20的電阻值Ren。
舉例來說，當在預設電阻檔位LV1下的回波的振幅小於在設電阻檔位LV2下的回波的振幅時，DSP 16可評估出傳輸線20的電阻值Ren，相較於可變電阻器組在預設電阻檔位LV2下的等效電阻值，較接近可變電阻器組在預設電阻檔位LV1下的等效電阻值。透過這種方式，DSP 16能夠間接地得知傳輸線20的電阻值Ren的資訊，不再需要進行額外量測電阻的操作。
為了方便說明，在下文中，將假設在預設電阻檔位LV1下的遠端回波SF的振幅比較小。在這種假設下，可變電阻器R1及R2依照預設電阻檔位LV1進行組態。
在完成可變電阻器組的預設電阻檔位評估後，已經可以確保遠端回波SF的振幅為最小。接著，將進行電流信號I1(t)的電流值的評估。DSP 16基於評估出的預設電阻檔位LV1從儲存單元18所儲存的查找表（lookup table，標記為LUT）180中找到對應的預設電流值。
詳言之，LUT 180儲存在各種預設電阻檔位下的電流信號I1(t)的預設電流值。表二示出多個預設電流值。需注意的是，在表二中的各數值僅是用於示例。
預設電阻檔位 預設電流值（毫安）
LV1 40
LV2 33.3
表二
承如上述，在上述的預設電阻檔位的評估中，已經評估出預設電阻檔位LV1。在預設電阻檔位LV1下，可變電阻器組的等效電阻值為50歐姆（如表一），其代表傳輸線20的預測電阻值Ren為50歐姆。基於電路架構，相對於TX DAC 120，可變電阻器R1及R2及傳輸線20並聯；進一步來說，40毫安（如表二）的預設電流值在可變電阻器組及傳輸線20之間平均分配。也就是說，傳輸線20分配到20毫安的電流。據此，傳輸線20的跨壓，也就是輸出電壓信號V_TX(t)的振幅，為1伏特（volts，V）。
在結束評估操作後，進入正常操作。在正常操作中，可變電阻器R1及R2依照預設電阻檔位LV1進行組態，並且TX DAC 120提供具有40毫安的電流信號I1(t)。
替代地，假設在上述的預設電阻檔位的評估中，是評估出預設電阻檔位LV2。在預設電阻檔位LV2下，可變電阻器組的等效電阻值為60歐姆（如表一），其代表傳輸線20的預測電阻值Ren為60歐姆。基於電路架構，相對於TX DAC 120，可變電阻器R1及R2及傳輸線20並聯；進一步來說，約33.3毫安（如表二）的預設電流值在可變電阻器組及傳輸線20之間平均分配。也就是說，傳輸線20分配到約16.65毫安的電流。據此，傳輸線20的跨壓，也就是輸出電壓V_TX，約為1伏特（volts，V）。
在結束評估操作後，進入正常操作。在正常操作中，可變電阻器R1及R2依照預設電阻檔位LV2進行組態，並且TX DAC 120提供具有33.3毫安的電流信號I1(t)。
總的來說，無論在預設電阻檔位的評估中是評估出預設電阻檔位LV1或LV2，傳輸線20的跨壓都能夠被維持在1V，或是維持在可容許的誤差範圍內。進一步來說，即使傳輸線20的電阻值Ren不是為理想的50歐姆，也能夠盡量地使遠端回波SF的振幅相對地小。同時，還能夠盡量維持輸出電壓信號V_TX(t)為定值，或者維持在可容許的誤差範圍內。
在一些實施例中，在各種預設電阻檔位下，可變電阻器R1及R2的電阻值比保持相同。進一步來說，預設電阻檔位、可變電阻器R1及R2的電阻值及可變電阻器組的等效電阻值如下表三所示，需注意的是，在表三中的各數值僅是用於示例。需注意的是，本揭露不限定於電阻值比保持相同。在其他實施例中，在各種預設電阻檔位下，可變電阻器R1及R2的電阻值比可不相同。
預設電阻檔位 可變電阻器R1（歐姆） 可變電阻器R2（歐姆） 可變電阻器組的等效電阻值（歐姆）
LV1 60 300 50
LV2 72 360 60
表三
在表三的實施例中，在預設電阻檔位LV1及LV2下，可變電阻器R1及R2的電阻值比均保持為1：5。據此，在預設電阻檔位LV1及LV2下，電流信號I2(t)及電流信號I3(t)的電流值比均保持為5：1。
又，為了符合阻抗匹配的條件，可變電阻器組的等效電阻值與傳輸線20的電阻值Ren的電阻值比為1：1。據此，電流信號I2(t)及電流信號I3(t)的總電流值與電流信號I4(t)的電流值的比值為1：1。
此外，由於近端回波消除器122所提供的電流信號I5(t)的電流值被設置為與電流信號I3(t)的電流值相同。據此，電流信號I2(t)及電流信號I5(t)的電流值比保持為5：1。總的來說，電流信號I1(t)、I2(t)、I3(t)、I4(t)及I5(t)之間的電流值比例關係可表示如下： I1(t)：I2(t)：I3(t)：I4(t)：I5(t)=12：5：1：6：1
簡單來說，電流信號I1(t)及I5(t)之間的電流值比例關係為12：1。據此，近端回波消除器122可被設計為與TX ADC 120的電路架構相同，差別只在於，近端回波消除器122提供的電流信號I5(t)的電流值為TX ADC 120提供的電流信號I1(t)的電流值的十二分之一。因此，近端回波消除器122的設計能夠得到簡化。
圖2為建立圖1的查找表180的建立方法25的流程圖。參照圖2，建立方法25被執行於發射器10出廠前。建立方法25包括操作200、202、204、206、208、210、212及214。在操作200中，提供具有可變電阻器組的收發器10，可變電阻器組相關於收發器10與傳輸線20之間的阻抗匹配。在操作202中，提供可變電阻器組的第一預設電阻檔位LV1。在操作204中，提供可變電阻器組的第二預設電阻檔位LV2。
在操作206中，將具有第一預設電阻值的傳輸線20對接至收發器10，其中第一預設電阻值為已知，例如為50歐姆，需注意的是，第一預設電阻值在本實施例中與可變電阻器組在第一預設電阻檔位LV1下的等效電阻值相同。然而，本揭露不限定兩者必須相同。
DSP 16依照第一預設電阻檔位LV1對可變電阻器組進行組態，並且獲得在第一預設電阻檔位LV1下的遠端回波SF的振幅。接著，DSP 16依照第二預設電阻檔位LV2對可變電阻器組進行組態，並且獲得在第二預設電阻檔位LV2下的遠端回波SF的振幅。
針對傳輸線20的第一預設電阻值，從第一預設電阻檔位LV1及第二預設電阻檔位LV2中選出一者做為第一映射檔位，被選出者相較於未被選出者表現出較高程度的阻抗匹配。舉例來說，第一預設電阻值為50歐姆。因此，相較於第二預設電阻檔位LV2，在第一預設電阻檔位LV1下的遠端回波SF的振幅較小，因此表現出較高程度的阻抗匹配。因此，選擇第一預設電阻檔位LV1做為第一映射檔位。
在操作208中，基於第一映射檔位、第一預設電阻值及收發器10的預設輸出電壓計算出第一預設電流值。舉例來說，電阻器R1及R2與傳輸線20並聯。電阻器R1及R2在第一預設電阻檔位LV1下與傳輸線20並聯後的等效電阻值為25歐姆。輸出電壓V_TX的預設值為1V。基於電阻定理，可計算出第一預設電流值為40毫安。接著，中斷具有第一預設電阻值的傳輸線20與收發器10之間的連接。
在操作210中，將具有第二預設電阻值的傳輸線20對接至收發器10，其中第二預設電阻值為已知，例如為60歐姆，需注意的是，第二預設電阻值在本實施例中與可變電阻器組在第二預設電阻檔位LV2下的等效電阻值相同。然而，本揭露不限定兩者必須相同。
DSP 16依照第一預設電阻檔位LV1對可變電阻器組進行組態，並且獲得在第一預設電阻檔位LV1下的遠端回波SF的振幅。接著，DSP 16依照第二預設電阻檔位LV2對可變電阻器組進行組態，並且獲得在第二預設電阻檔位LV2下的遠端回波SF的振幅。
針對傳輸線20的第二預設電阻值，從第一預設電阻檔位及第二預設電阻檔位中選出一者做為第二映射檔位，被選出者相較於未被選出者表現出較高程度的阻抗匹配。舉例來說，第二預設電阻值為60歐姆。因此，相較於第一預設電阻檔位LV1，在第二預設電阻檔位LV2下的遠端回波SF的振幅較小，因此表現出較高程度的阻抗匹配。因此，選擇第二預設電阻檔位LV2做為第二映射檔位。
在操作212中，藉由第二映射檔位、第二預設電阻值及收發器10的預設輸出電壓計算出第二預設電流值。舉例來說，電阻器R1及R2與傳輸線20並聯。電阻器R1及R2在第二預設電阻檔位LV2下與傳輸線20並聯後的等效電阻值為30歐姆。輸出電壓V_TX的預設值為1V。基於電阻定理，可計算出第二預設電流值為約33.3毫安。
在操作214中，基於第一映射檔位、第一預設電流值、第二映射檔位及第二預設電流值建立查找表180，如表二所示。
上文的敘述簡要地提出了本申請某些實施例之特徵，而使得本申請所屬技術領域具有通常知識者能夠更全面地理解本申請內容的多種態樣。本申請所屬技術領域具有通常知識者當可明瞭，其可輕易地利用本申請內容作為基礎，來設計或更動其他製程與結構，以實現與此處該之實施方式相同的目的和/或達到相同的優點。本申請所屬技術領域具有通常知識者應當明白，這些均等的實施方式仍屬於本申請內容之精神與範圍，且其可進行各種變更、替代與更動，而不會悖離本申請內容之精神與範圍。
10:收發器 12:發射器模組 14:接收器模組 16:DSP 18:儲存單元 20:傳輸線 25:建立方法 120:發射器數位類比轉換器 122:近端回波消除器 180:查找表 200-214:操作 R1:可變電阻器 R2:可變電阻器 Ren:電阻值 Sn:近端信號 SF:遠端回波 V_TX(t):輸出電壓 VI1(t):電壓信號 Vr(t):電壓信號 VDD:供應電壓 I1(t):電流信號 I2(t):電流信號 I3(t):電流信號 I4(t):電流信號 I5(t):電流信號 I6(t):電流信號 n1:節點 n2:節點
在閱讀了下文實施方式以及附隨圖式時，能夠最佳地理解本揭露的多種態樣。應注意到，根據本領域的標準作業習慣，圖中的各種特徵並未依比例繪製。事實上，為了能夠清楚地進行描述，可能會刻意地放大或縮小某些特徵的尺寸。 圖1為本申請的收發器的實施例的電路圖。 圖2為建立圖1的查找表的建立方法的流程圖。
10:收發器
12:發射器模組
14:接收器模組
16:DSP
18:儲存單元
20:傳輸線
120:發射器數位類比轉換器
122:近端回波消除器
180:查找表
R1:可變電阻器
R2:可變電阻器
Ren:電阻值
Sn:近端信號
SF:遠端回波
V_TX(t):輸出電壓信號
VI1(t):電壓信號
Vr(t):電壓信號
VDD:供應電壓
I1(t):電流信號
I2(t):電流信號
I3(t):電流信號
I4(t):電流信號
I5(t):電流信號
I6(t):電流信號
n1:節點
n2:節點

Claims (10)

  1. 一種收發器，耦接至傳輸線，該收發器包括：可變電阻器組；發射器模組，具有輸出端耦接至該可變電阻器組及該傳輸線，該發射器模組包括：第一數位類比轉換器，用以輸出發射電流；接收器模組，具有輸入端耦接至該發射器模組及該傳輸線，其中該發射電流往該傳輸線饋入時造成遠端回波饋入至該接收器模組，該遠端回波的振幅相關於該傳輸線的電阻值的大小；以及數位訊號處理器，耦接至該發射器模組及該接收器模組，該數位訊號處理器基於該遠端回波的振幅將該發射電流的電流值從第一預設電流值調整為第二預設電流值；其中該數位訊號處理器根據該遠端回波的振幅將該可變電阻器組的電阻檔位從第一預設電阻檔位調整為第二預設電阻檔位，並相對應地使該發射電流之該電流值從該第一預設電流值調整為該第二預設電流值。
  2. 如請求項1的收發器，其中該收發器更包括：儲存單元，用以儲存查找表，包括該第一預設電阻檔位、該第二預設電阻檔位、對應該第一預設電阻檔位的該第一預設電流值以及對應該第二預設電阻檔位的該第二預設電流值，其中該可變電阻器組在該第一預設電阻檔位下的等效電阻值與該第一預設電流值的乘積等同該可變電阻器組在該第二預設電阻檔位下的等效電阻值與該第二預設電流值的乘積。
  3. 如請求項2的收發器，其中該可變電阻器組依照該第二預設電阻檔位進行組態後的電阻值所對應的該遠端回波的振幅小於該可變電阻器組依照該第一預設電阻檔位進行調整後的電阻值所對應到的該遠端回波的振幅。
  4. 如請求項3的收發器，其中該可變電阻器組包括等效並聯的第一可變電阻器及第二可變電阻器。
  5. 如請求項4的收發器，其中該收發器的輸出電壓相關於該第一可變電阻器、該第二可變電阻器及該傳輸線並聯的等效電阻值。
  6. 如請求項4的收發器，其中該接收器模組之該輸入端耦接至該第一節點，該發射器模組的該輸出端耦接至第二節點，該傳輸線耦接至該第二節點，該第一電阻器耦接至該第二節點及提供供應電壓的節點之間，以及該第二電阻器耦接至該第一節點及第二節點之間。
  7. 如請求項6的收發器，其中該發射器模組更包括：近端回波消除器，耦接至該第一節點。
  8. 如請求項7的收發器，其中該發射電流往該傳輸線饋入時，另造成近端回波饋入至該接收器模組，該近端回波消除器藉由提供抵銷電流來降低該近端回波。
  9. 如請求項8的收發器，其中依據該第一預設電阻檔位組態之該第一可變電阻器和該第二可變電阻器的電阻值比相同於依據該第二預設電阻檔位組態之該第一可變電阻器對該第二可變電阻器的電阻值比。
  10. 一種操作收發器的方法，該方法包括：輸出發射電流，其中該發射電流往耦接至該收發器的傳輸線饋入時造成遠端回波饋入至該收發器的接收器模組，該遠端回波的振幅相關於該傳輸線的電阻值的大小；以及基於該遠端回波的振幅將該發射電流的電流值從第一預設電流值調整為第二預設電流值，包含：根據該遠端回波的振幅將可變電阻器組的電阻檔位從第一預設電阻檔位調整為第二預設電阻檔位，並相對應地使該發射電流之該電流值從該第一預設電流值調整為該第二預設電流值。
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