CN113098562A - 一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，是在总频带大于子网数与子网带宽的乘积的基础上，通过增加频点数数量的方法，利用多余带宽生成剩余频点。主子网根据非连续抽头L‑G模型的m序列生成一组跳频序列，从子网根据主子网生成的跳频序列，在等间隔的基础上，为每个从子网分配随机的剩余频点数。本发明优点及功效在于：子网间频点在保证了宽间隔性与正交性的同时，频点数量扩大了M倍；跳频频率越多，抗单频、多频以及梳状干扰能力越强。与定频率间隔相比，子网频点有更强的随机性。随机性越强，越无法预测，系统的保密性与安全性越好。

Description

一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法

技术领域

本发明涉及一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，属于无线通信领域，尤其涉及同步组网方向的跳频序列设计方法。

背景技术

如图1、图2所示：一个跳频群网下有多个子网，一个跳频子网下有多个电台。子网间的多个电台使用同一张频率表通信，不同子网若要同时通信，需保证不同子网的频率表时时正交。这样的频率表称为跳频图案，频率表的生成序列称为跳频序列。群网的组网方式称为正交同步网。

跳频序列有多种生成方式，传统的同步组网跳频序列生成方法有：

(1)基于频点分组的同步跳频正交组网，此方法将K个频点分为N组，编号为Q0～QN-1，每组包含K1个频点，并根据子网编号进行跳频频点分配，使同时刻的N个子网设备的跳频图案正交，互不干扰。此方法的缺点在于每个子网都在自己的频点区域进行跳频，互不干扰，导致每个子网自身的频域过小，一旦自身的频域被干扰，则无法正常通信。

(2)基于等间隔(间隔大于等于1)同步组网跳频序列生成方法，此方法为：设有4个子网分配16个频点进行跳频通信，子网1生成一种固有的跳频图案F(t)，子网2～4根据设备1进行等间隔的频点分配，(设备2为mod(F(t)+4，16)，设备3为mod(F(t)+8，16)，设备4为mod(F(t)+12，16))。此方法能够保证所有子网都能够在全频域进行通信，避免第一种方法自身频域过小的缺点。但是子网间的频点具有极强的规律性，若某子网的频点被锁定，所有子网的频点将全部暴露，大大减弱系统的保密性和安全性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，以解决现有技术中基于等间隔同步组网跳频序列生成方法存在的缺陷，以保证所有子网都能够在全频域进行通信，又能在子网间正交的基础上，减小子网间频点的依赖性，使得系统的抗截获能力、保密性与安全性更好。

本发明的一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，是在总频带大于子网数与子网带宽的乘积的基础上，通过增加频点数数量的方法，利用多余带宽生成剩余频点。主子网根据非连续抽头L-G模型的m序列生成一组跳频序列，从子网根据主子网生成的跳频序列，在等间隔的基础上，为每个从子网分配随机的剩余频点数。

具体技术方案如下：

S101、以非连续抽头L-G模型的m序列设计主子网的跳频序列，此序列为与时间t相关的函数，即为F(t)。

S102、对子网数量、总带宽、子网带宽进行分析，确定频点数F和间隔数P，此频点数和间隔数能够保证至少有一个可分配的剩余频点数。

其中，所述步骤S102的具体过程如下：

假设在一个群网下有N个子网(0≤n≤N-1)，每个子网的信号带宽为W，每个群网带宽为W_T，频点数为F。为保证同一时刻子网间信号相互不干扰，一般情况下，频点数F大于等于子网数N，同时群网带宽比子网数与带宽的乘积大：

F≥N (4)

W_T>W·N (5)

在这种情况下，取频点数F为子网数N的M倍，M为整数：

F＝NM (6)

那么频率间隔W_F为：

此时子网间同一时刻频点间隔最小为P，P为整数，那么子网间频率间隔为W_N，需要满足：

W_N＝W_F·P (8)

则子网间能够保证信号相互不干扰且不超过总带宽。

在保证子网间同一时刻频点间隔固定为M的情况下频点剩余量为Δ_F，则

Δ_F＝M·N-N·P (10)

若M与P相等，那么Δ_F为0；为保证Δ_F大于0，需满足：

由此能够满足：

M-P≥1 (12)。

S103、计算出每个子网分配到的随机频点数Δ(n,t)。

其中，所述步骤S103的具体过程如下：

以非连续抽头L-G模型的m序列构造另一组基于时间t和子网节点号n(不同的抽头系数对应不同的子网节点号)为输入的随机频点数Δ(n,t)(1≤n≤N)，用于将Δ_F随机分配给各个子网，Δ(n,t)的构造方法为：

非连续抽头L-G模型得到的跳频序列为：

其中m(c)为一随机数，表示移位寄存器与抽头相关的具体位置；u_i(n)为抽头，t为时间，r为log2(Δ(n,t))，表示跳频序列能取到的最大随机频点Δ(n,t)数值的二进制位数。

抽头中包含的抽头数与Δ_F相等，抽头的系数值表示为u_i(n)(0≤i≤Δ_F-1)。

定义移位寄存器状态与抽头的异或值为θ_i(n,t)，则：

其满足：

定义K(n,t)为异或值θ_i(n,t)产生的随机频点数，则

定义频点剩余量在第n个子网时可分配的最大随机频点数Δ_s为

于是可以得到Δ(n,t)为：

S104、计算得出每个子网的跳频频点。

由于所述的每个子网的跳频序列频点函数与主子网跳频序列的频点函数F(t)、间隔数P、随机频点数Δ(n,t)相关，即能够在子网等间隔的基础上，为每个子网分配不同的随机频点数，保证子网间的非等间隔性。

其中，计算每个子网的跳频频点的具体过程如下：

群网内所有子网的跳频序列：

本发明的一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，优点及功效在于：子网间频点在保证了宽间隔性与正交性的同时，频点数量扩大了M倍；跳频

频率越多，抗单频、多频以及梳状干扰能力越强。

与定频率间隔相比，子网频点有更强的随机性。随机性越强，越无法预测，系统的保密性与安全性越好。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，可以理解地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1所示为跳频群网示意图。

图2所示为跳频子网示意图。

图3所示为线性反馈移位寄存器示意图。

图4所示为非连续抽头L-G模型框图。

图5所示为本发明实施例指SEQ1的自相关性示意图。

图6a-d所示为本发明实施例各个子网使用各个频点的次数示意图。

图7所示为本发明方法流程框图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明的各实施方式进行详细的阐述。然而，本领域的普通技术人员可以理解，在本发明各实施方式中，为了使读者更好地理解本发明而提出了许多技术细节。但是，即使没有这些技术细节和基于以下各实施方式的种种变化和修改，也可以实现本发明所要求保护的技术方案。

如图7所示，本发明一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，过程如下：

S101、以非连续抽头L-G模型的m序列设计主子网的跳频序列，此序列为与时间t相关的函数，即为F(t)。

其中，m序列是最长线性移位寄存器序列的简称。它是由多级移位寄存器或其他延迟元件通过线性反馈产生的最长的码序列。由于m序列容易产生、规律性强、有许多优良的性能，在扩频通信中最早获得广泛的应用。

如图3所示，m序列可由二进制线性反馈移位寄存器产生。它主要由n个串联的寄存器、移位脉冲产生器和模2加法器组成。图中第i级移存器的状态a_i表示，a_i＝0或a_i＝1，i＝整数。反馈线的连接状态用c_i表示，c_i＝1表示此线接通(参加反馈)，c_i＝0表示此线断开。

由于反馈的存在，移存器的输入端受控地输入信号。不难看出，若初始状态为全“0”,则移位后得到的仍为全“0”，因此应避免出现全“0”状态，又因为n级移存器共有2n-1种可能的不同状态，除全“0”状态外，剩下2n-1种状态可用。每移位一次，就出现一种状态，在移位若干次后，一定能重复出现前某一状态，其后的过程便周而复始了。反馈线位置不同将出现不同周期的不同序列，我们希望找到线性反馈的位置，能使移存器产生的序列最长，

即达到周期P＝2n-1。按图中线路连接关系，可以写为：

该式称为递推方程。

上面曾经指出，c_i的取值决定了移位寄存器的反馈连接和序列的结构。现在将它用下列方程表示

这一方程称为特征多项式；式中xⁱ仅指明其系数c_i的值(1或0)，x本身的取值并无实际意义，也不需要去计算x的值。例如，若特征方程为f(x)＝1+x+x⁴则它仅表示x⁰,x¹和x⁴的系数c₀＝c₁＝c₄＝1,其余为零。经严格证明：若反馈移位寄存器的特征多项式为本原多项式，则移位寄存器能产生m序列。只要找到本原多项式，就可构成m系列发生器。

其中，如图4所示：非连续抽头L-G模型工作原理为：以m序列的任意r个不相邻的移位寄存器状态控制频率合成器的输出。模型的下半部分为m序列发生器，他的任意R个不相邻的移位寄存器状态与抽头U(n)的数值进行模二加，由此就得到跳频序列的控制字：

其中m(c)为一随机数，表示移位寄存器与抽头相关的具体位置。u_i(n)为抽头，t为时间。同一m序列不同的抽头可以得到不同的跳频序列。

S102、对子网数量、总带宽、子网带宽进行分析，根据公式(11)确定频点数F和间隔数P，此频点数和间隔数能够保证至少有一个可分配的剩余频点数。公式(4)到公式(10)为其推导过程。

S103、根据公式(13)到公式(18)计算出每个子网分配到的随机频点数Δ(n,t)。

S104、根据公式(19)得出每个子网的跳频频点。此频点与主子网跳频序列的频点函数F(t)、间隔P、随机频点数Δ(n,t)相关，显然能够在子网等间隔的基础上，为每个子网分配不同的随机频点数，从而保证了子网间的非等间隔性。

具体实施例：

假定在一个群网内子网数为4，每个子网间带宽为10MHz，群网带宽为60M。

根据公式(11)可得频点数为12，根据公式(9)频点间隔为2和3。根据公式(12)可选择频点间隔为3。

选择一组m序列，该序列生成多项式为：

SEQ1＝[1 1 0 1 1 0 1] (23)；

该序列SEQ1具有良好的自相关特性，如图5所示，图中横坐标为序列移位次数，纵坐标为相关度(1为完全相同，0为完全不同)。

选择另一组m序列该序列生成多项式为：

SEQ2＝[1 1 0 0 1 1 1] (24)；

将该序列SEQ2按照非连续抽头模型构造主子网的跳频图案，原始抽头位置为1，6，12，14。

此时得出基于TOD输入的跳频图案为F(t)：

将抽头的系数u_i(n)定义为：

根据公式(14)～(18)可以得到随机分配频点数Δ(n,t)，再根据公式(19)得出

群网内所有子网的跳频序列为：

将时间设定为16384次，统计4个子网使用各个频点的次数，如图6a-图6d所示(图中横坐标为频点号，纵坐标为产生次数)：由图可以看出，增加频点数量后，在保证子网的正交性与随机性的同时，4个子网都有很好的均衡性。

本发明方法在所有多网跳频电台系统中，满足群网带宽略大于子网数与信号带宽的乘积，均可应用此方案。本领域的普通技术人员可以理解，上述各实施方式是实现本发明的具体实施例，而在实际应用中，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (4)

1.一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，其特征在于：该方法包括：

S101、以非连续抽头L-G模型的m序列设计主子网的跳频序列，此序列为与时间t相关的函数，即为F(t)；

S102、对子网数量、总带宽、子网带宽进行分析，确定频点数F和间隔数P，此频点数和间隔数能够保证至少有一个可分配的剩余频点数；

S103、计算出每个子网分配到的随机频点数Δ(n,t)；

S104、计算得出每个子网的跳频频点；

由于所述的每个子网的跳频序列频点函数与主子网跳频序列的频点函数F(t)、间隔数P、随机频点数Δ(n,t)相关，即能够在子网等间隔的基础上，为每个子网分配不同的随机频点数，保证子网间的非等间隔性。

2.根据权利要求1所述的一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，其特征在于：所述步骤S102的具体过程如下：

假设在一个群网下有N个子网(0≤n≤N-1)，每个子网的信号带宽为W，每个群网带宽为W_T，频点数为F；为保证同一时刻子网间信号相互不干扰，频点数F大于等于子网数N，同时群网带宽比子网数与带宽的乘积大：

F≥N (4)

W_T>W·N (5)

在这种情况下，取频点数F为子网数N的M倍，M为整数：

F＝NM (6)

那么频率间隔W_F为：

此时子网间同一时刻频点间隔最小为P，P为整数，那么子网间频率间隔为W_N，需要满足：

W_N＝W_F·P (8)

则子网间能够保证信号相互不干扰且不超过总带宽；

在保证子网间同一时刻频点间隔固定为M的情况下频点剩余量为Δ_F，则

Δ_F＝M·N-N·P (10)

若M与P相等，那么Δ_F为0；为保证Δ_F大于0，需满足：

由此能够满足：

M-P≥1 (12)。

3.根据权利要求1所述的一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，其特征在于：所述步骤S103的具体过程如下：

以非连续抽头L-G模型的m序列构造另一组基于时间t和子网节点号n为输入的随机频点数Δ(n,t)(1≤n≤N)，用于将Δ_F随机分配给各个子网，Δ(n,t)的构造方法为：

非连续抽头L-G模型得到的跳频序列为：

其中m(c)为一随机数，表示移位寄存器与抽头相关的具体位置；u_i(n)为抽头，t为时间，r为log2(Δ(n,t))，表示跳频序列能取到的最大随机频点Δ(n,t)数值的二进制位数；

抽头中包含的抽头数与Δ_F相等，抽头的系数值表示为u_i(n)(0≤i≤Δ_F-1)；

定义移位寄存器状态与抽头的异或值为θ_i(n,t)，则：

其满足：

定义K(n,t)为异或值θ_i(n,t)产生的随机频点数，则

定义频点剩余量在第n个子网时可分配的最大随机频点数Δ_s为

于是可以得到Δ(n,t)为：

4.根据权利要求1所述的一种同步组网电台宽频点间隔跳频序列生成方法，其特征在于所述的计算每个子网的跳频频点的具体过程如下：

群网内所有子网的跳频序列：

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