CN113098015B - 单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供一种单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法及装置，方法包括：根据交流侧电压和交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；应用预设的陷波滤波器对直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量；根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压；应用预设的准谐振控制器，根据交流侧电流和d轴电流误差量生成参考电压调节量；基于α轴参考电压和参考电压调节量得到参考电压，并基于该参考电压对应的脉冲信号抑制单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。本申请能够有效抑制单相整流器网侧电流低次谐波。

Description

单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法及装置

技术领域

本申请涉及轨道交通车载设备领域，具体涉及单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法及装置。

背景技术

单相整流器的输入功率中含有二倍频分量，从而会在其输出直流电压中产生二次纹波，这又导致整流器输入电流(即网侧电流或交流侧电流)中产生3、5、7次等低次谐波。

对于网侧电流低次谐波，目前主要有两类抑制方法：一类是从整流器硬件电路结构角度，包括在中间直流回路添加两倍电网频率的LC谐振滤波电路，或将交流侧滤波电感一分为二、并加入电容桥臂等，但这会增加牵引变流器的体积和重量，或者增加电路结构复杂度；另一类是从控制算法角度实现对网侧电流低次谐波的抑制，但现有的从控制算法角度进行网侧电流低次谐波的抑制的方式存在牵引传动系统与牵引供电网的网压波动之间存在相互影响且网侧电流中的低次谐波的抑制效果差等问题。

发明内容

针对现有技术中的问题，本申请提供一种单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法及装置，既能获得较好的动态响应与零稳态误差、有效减弱牵引传动系统与牵引供电网的网压波动之间的相互影响，又可有效消除在牵引供电网本身存在低次谐波情况下网侧电流中的低次谐波，并能够抑制由固有纹波引起的网侧电流低次谐波。

为解决上述技术问题，本申请提供以下技术方案：

第一方面，本申请提供一种单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，单相整流器的交流侧经变压器连接至牵引供电网，该单相整流器的直流侧连接负载；所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法包括：

采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压、所述单相整流器的交流侧电流和所述单相整流器的直流侧电压；

根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；

应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量；

根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压；

应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流和所述d轴电流误差量生成参考电压调节量；

基于所述α轴参考电压和所述参考电压调节量得到参考电压，并基于该参考电压对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。

进一步地，所述根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流，包括：

对交流侧电压进行锁相计算，得到对应的网压峰值和网压相位；

对所述交流侧电流进行虚拟正交生成计算，得到两相静止直角坐标系下的α轴电流和β轴电流；

对所述α轴电流和β轴电流进行所述两相静止直角坐标系至所述同步旋转坐标系的坐标变换处理，以得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流。

进一步地，所述应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量，包括：

应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波；

基于预设的直流环节电压设定值以及经滤波处理后的直流侧电压进行PI控制，以输出d轴电流设定值；

根据所述负载的功率，基于预设的功率平衡原则确定有功电流前馈值；

基于所述有功电流前馈值、d轴电流和d轴电流设定值，确定d轴电流误差量；

对所述d轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果、所述网压峰值和预设的交叉解耦项确定d轴参考电压。

进一步地，所述根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压，包括：

根据q轴电流及预设的q轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果及预设的交叉解耦项，得到q轴参考电压；

对d轴、q轴参考电压进行所述同步旋转坐标系至所述两相静止直角坐标系的坐标变换处理，以得到所述两相静止直角坐标系下的α轴参考电压。

进一步地，所述应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流和所述d轴电流误差量生成参考电压调节量，包括：

应用预设的准谐振控制器，根据所述d轴电流误差量、预设的网压相位产生交流电流设定值和所述交流侧电流进行准比例谐振控制，以产生参考电压调节量。

第二方面，本申请还提供一种单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置用于实现所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制包括：

信号采集组件、锁相环、虚拟正交模块、电压环、电流环和谐振控制环；

所述信号采集组件分别与所述锁相环、谐振控制环、电压环和虚拟正交模块连接，该信号采集组件用于采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压、所述单相整流器的交流侧电流和所述单相整流器的直流侧电压；

所述锁相环与所述谐振控制环连接，所述虚拟正交模块与所述电流环连接；该锁相环和虚拟正交模块用于根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；

所述电压环与所述电流环连接，且该电压环中设有陷波滤波器，所述电压环用于应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量；

所述电流环与所述谐振控制环连接，该电流环用于根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压；

所述谐振控制环中设有准谐振控制器，该谐振控制环用于应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流和所述d轴电流误差量生成参考电压调节量；基于所述α轴参考电压和所述参考电压调节量得到参考电压，并基于该参考电压对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。

进一步地，所述锁相环用于执行下述内容：

对交流侧电压进行锁相计算，得到对应的网压峰值和网压相位；

所述虚拟正交模块用于执行下述内容：

对所述交流侧电流进行虚拟正交生成计算，得到两相静止直角坐标系下的α轴电流和β轴电流；对所述α轴电流和β轴电流进行所述两相静止直角坐标系至所述同步旋转坐标系的坐标变换处理，以得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流。

进一步地，所述电压环用于执行下述内容：

应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波；

基于预设的直流环节电压设定值以及经滤波处理后的直流侧电压进行PI控制，以输出d轴电流设定值；

根据所述负载的功率，基于预设的功率平衡原则确定有功电流前馈值；

基于所述有功电流前馈值、d轴电流和d轴电流设定值，确定d轴电流误差量；

对所述d轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果、所述网压峰值和预设的交叉解耦项确定d轴参考电压。

进一步地，所述电流环用于执行下述内容：

根据q轴电流及预设的q轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果及预设的交叉解耦项，得到q轴参考电压；

对d轴、q轴参考电压进行所述同步旋转坐标系至所述两相静止直角坐标系的坐标变换处理，以得到所述两相静止直角坐标系下的α轴参考电压。

进一步地，所述谐振控制环用于执行下述内容：

应用预设的准谐振控制器，根据所述d轴电流误差量、预设的网压相位产生交流电流设定值和所述交流侧电流进行准比例谐振控制，以产生参考电压调节量。

由上述技术方案可知，本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法及装置，单相整流器的交流侧经变压器连接至牵引供电网，该单相整流器的直流侧连接负载；所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法包括：采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压、所述单相整流器的交流侧电流和所述单相整流器的直流侧电压；根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量；根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压；应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流和所述d轴电流误差量生成参考电压调节量；基于所述α轴参考电压和所述参考电压调节量得到参考电压，并基于该参考电压对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量；将准谐振控制器引入基于两相静止直角坐标系的有功无功电流控制策略中，既能获得较好的动态响应与零稳态误差、有效减弱牵引传动系统与牵引供电网的网压波动之间的相互影响，又可有效消除在牵引供电网本身存在低次谐波情况下网侧电流中的低次谐波。另一方面，由于直流环节电压中存在二次纹波是单相整流器的固有问题，同时引入陷波滤波器滤除直流环节电压采样信号中的纹波，抑制了由该固有纹波引起的网侧电流低次谐波。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本申请实施例中的牵引供电网、变压器、单相整流器及其控制单元的设置示意图。

图2是本申请实施例中的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法的流程示意图。

图3是本申请实施例中的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中步骤200的具体流程示意图。

图4是本申请实施例中的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中步骤300的具体流程示意图。

图5是本申请实施例中的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中步骤400的具体流程示意图。

图6是本申请实施例中的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置的控制框图。

图7是本申请应用实例中的无谐波抑制情况下的网侧电流频谱分析结果示意图。

图8是本申请应用实例中的单独陷波滤波器情况下的网侧电流频谱分析结果示意图。

图9是本申请应用实例中的单独准PR控制器情况下的网侧电流频谱分析结果示意图。

图10是本申请应用实例中的陷波滤波器+准PR补偿情况下的网侧电流频谱分析结果示意图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

对于电压电流双闭环控制的单相脉冲整流器，主要有两种控制策略：一种是在实际的直流侧电压反馈进入控制系统之前，对其两倍电网频率的纹波进行消除，如直流电压动态补偿法、数字低通滤波器法、陷波滤波器法等。另一种是通过优化电流环控制策略以实现实际信号与给定信号的无差跟踪，提高电流内环的抗谐波干扰能力，如重复预测控制、比例谐振控制等。

控制单元为本申请的一个或多个实施例中提及的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置的具体举例，该控制单元用于实现本申请的一个或多个实施例中提及的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中的步骤。参见图1，牵引供电网的网压u_n经变压器T变为合适电压u_s后，再经过交流侧滤波电感L连接单相脉冲整流器，整流器将交流电压转换为稳定的直流电压供给后级负载；控制单元对交流侧电压u_s、电流i_s、直流侧电压u_d进行数字采样，经过电压电流双闭环控制计算产生参考电压，最终生成PWM脉冲控制整流器的半导体功率器件。在实际应用中，整流器交流侧电感L通常可由变压器T的漏感替代。

为了有效消除在牵引供电网本身存在低次谐波情况下网侧电流中的低次谐波，并能够抑制由固有纹波引起的网侧电流低次谐波，本申请提供一种应用所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置实现的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法的实施例，单相整流器的交流侧经变压器连接至牵引供电网，该单相整流器的直流侧连接负载；参见图2，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法具体包含有如下内容：

步骤100：采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压、所述单相整流器的交流侧电流和所述单相整流器的直流侧电压。

在步骤100中，采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压、所述单相整流器的交流侧电流和所述单相整流器的直流侧电压的具体方式可以为通过互感器采集。

步骤200：根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流。

在步骤200中，具体可以检测网压信号u_s，通过锁相环计算，获得网压峰值U_sm、网压相位ωt；检测网侧电流信号i_s，通过虚拟正交生成计算，得到α、β轴电流i_α、i_β，结合相位ωt进行αβ-dq坐标变换，得到d、q轴电流i_d、i_q。

步骤300：应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量。

在步骤300中，具体可以在电压环中，引入陷波滤波器对直流环节电压u_d进行滤波，根据直流环节电压设定值u_d ^*，进行PI控制，输出d轴电流设定值i_d ^*。

步骤400：根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压。

在步骤400中，具体可以在d轴电流环中，通过整流器所带负载的功率，根据功率平衡原则计算出有功电流前馈值I_sff，结合i_d和i_d ^*，计算得出d轴电流误差量i_σd，进行PI控制，再结合U_sm和交叉解耦项ωLi_q，得到d轴参考电压u_sd ^*。

步骤500：应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流和所述d轴电流误差量生成参考电压调节量。

步骤600：基于所述α轴参考电压和所述参考电压调节量得到参考电压，并基于该参考电压对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。

在步骤500和600中，通过增加谐振控制环，由i_σd及网压相位产生交流电流设定值i_σdsinωt，结合i_s进行准比例谐振控制，产生参考电压调节量u_sr ^*，并进一步得到最终的参考电压u_s ^*，最终产生PWM脉冲信号。

具体来说，采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压u_s、所述单相整流器的交流侧电流i_s和所述单相整流器的直流侧电压u_d；根据所述交流侧电压u_s和所述交流侧电流i_s得到同步旋转坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q；应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压u_d进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值i_d ^*，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值i_d ^*和d轴电流i_d确定d轴电流误差量i_σd；根据q轴电流i_q及预设的q轴电流设定值i_q ^*获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压u_sα ^*；应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流i_s和所述d轴电流误差量i_σd生成参考电压调节量u_sr ^*；基于所述α轴参考电压u_sα ^*和所述参考电压调节量u_sr ^*得到参考电压u_s ^*，并基于该参考电压u_s ^*对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。

从上述描述可知，本申请实施例提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，将准谐振控制器引入基于两相静止直角坐标系的有功无功电流控制策略中，既能获得较好的动态响应与零稳态误差、有效减弱牵引传动系统与牵引供电网的网压波动之间的相互影响，又可有效消除在牵引供电网本身存在低次谐波情况下网侧电流中的低次谐波。另一方面，由于直流环节电压中存在二次纹波是单相整流器的固有问题，同时引入陷波滤波器滤除直流环节电压采样信号中的纹波，抑制了由该固有纹波引起的网侧电流低次谐波。

为了提高获取同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流的可靠性及准确性，在本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法的一个实施例，参见图3，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中的步骤200还具体包含有如下内容：

步骤201：对交流侧电压进行锁相计算，得到对应的网压峰值和网压相位。

步骤202：对所述交流侧电流进行虚拟正交生成计算，得到两相静止直角坐标系下的α轴电流和β轴电流。

步骤203：对所述α轴电流和β轴电流进行所述两相静止直角坐标系至所述同步旋转坐标系的坐标变换处理，以得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流。

具体来说，单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置对交流侧电压u_s进行锁相计算，得到对应的网压峰值U_sm和网压相位ωt；对所述交流侧电流i_s进行虚拟正交生成计算，得到两相静止直角坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β；对所述α轴电流i_α和β轴电流i_β进行所述两相静止直角坐标系至所述同步旋转坐标系的坐标变换处理，以得到同步旋转坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q。

其中，αβ-dq坐标变换公式如下：

为了提高获取d轴电流设定值和d轴电流误差量的可靠性及准确性，在本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法的一个实施例，参见图4，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中的步骤300还具体包含有如下内容：

步骤301：应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波。

步骤302：基于预设的直流环节电压设定值以及经滤波处理后的直流侧电压进行PI控制，以输出d轴电流设定值。

步骤303：根据所述负载的功率，基于预设的功率平衡原则确定有功电流前馈值。

步骤304：基于所述有功电流前馈值、d轴电流和d轴电流设定值，确定d轴电流误差量。

步骤305：对所述d轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果、所述网压峰值和预设的交叉解耦项确定d轴参考电压。

具体来说，单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压u_d进行滤波；基于预设的直流环节电压设定值u_d ^*以及经滤波处理后的直流侧电压u_d进行PI控制，以输出d轴电流设定值i_d ^*；根据所述负载的功率，基于预设的功率平衡原则确定有功电流前馈值I_sff；基于所述有功电流前馈值I_sff、d轴电流i_d和d轴电流设定值i_d ^*，确定d轴电流误差量i_σd；对所述d轴电流设定值i_d ^*进行PI控制，并根据对应的PI控制结果、所述网压峰值U_sm和预设的交叉解耦项ωLi_q确定d轴参考电压u_sd ^*。

在电压环中，引入陷波滤波器对直流环节电压u_d进行滤波，再根据直流环节电压设定值u_d ^*，进行比例积分(PI,Proportional Integral)控制，其输出作为d轴电流设定值i_d ^*。

PI控制器的传递函数为：

式中K_P为PI控制器的比例系数，K_I为积分系数。

二阶陷波滤波器的典型传递函数为：

式中A₀为滤波器增益，ω_n为特征角频率，代表所需滤除的谐波频率，Q为等效品质因数，代表陷波滤波器的选频特性。

对于交流传动系统而言，单相脉冲整流器输出直流侧电压中含有两倍电网频率(100Hz)的纹波电压，该纹波电压将引入网侧电流的3次谐波。网侧电流中的3次谐波又将引入直流侧电压4倍电网频率(200Hz)的纹波电压，以此类推，谐波幅值依次减小，其中以网流3、5、7次谐波影响较大。因此实际应用中，分别设计中心频率为100Hz、200Hz、300Hz的陷波滤波器，将其串联以消除直流侧输出电压中的100Hz、200Hz、300Hz的谐波分量，从而抑制网侧电流的3、5、7次谐波。

以及，在d轴电流环中，通过整流器所带负载的功率，根据功率平衡原则计算出有功电流前馈值I_sff，结合i_d和i_d ^*，计算得出d轴电流误差量i_σd，进行PI控制，再结合U_sm和交叉解耦项ωLi_q，得到d轴参考电压u_sd ^*。

根据功率平衡原则，有功电流前馈值I_sff为：

I_sff＝2P^*/U_sm

式中P^*为整流器所带负载的功率计算值。

d轴电流误差量i_σd为：

i_σd＝I_sff+i_d ^*-i_d

d轴参考电压u_sd ^*为：

为了提高获取α轴参考电压的可靠性及准确性，在本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法的一个实施例，参见图5，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中的步骤400还具体包含有如下内容：

步骤401：根据q轴电流及预设的q轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果及预设的交叉解耦项，得到q轴参考电压。

步骤402：对d轴、q轴参考电压进行所述同步旋转坐标系至所述两相静止直角坐标系的坐标变换处理，以得到所述两相静止直角坐标系下的α轴参考电压。

具体来说，单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置根据q轴电流i_q及预设的q轴电流设定值i_q ^*进行PI控制，并根据对应的PI控制结果及预设的交叉解耦项ωLi_d，得到q轴参考电压u_sq ^*；对q轴参考电压u_sq ^*进行所述同步旋转坐标系至所述两相静止直角坐标系的坐标变换处理，以得到所述两相静止直角坐标系下的α轴参考电压u_sα ^*。

在q轴电流环中，根据q轴电流设定值i_q ^*及i_q，进行PI控制，再结合交叉解耦项ωLi_d，得到q轴参考电压u_sq ^*，经过dq-αβ坐标变换得到α轴参考电压u_sα ^*。

当整流器进行单位功率因数控制时，q轴无功电流设定值i_q ^*＝0。或者通过牵引供电网压的大小设置i_q ^*的符号，通过整流器输出的功率设置i_q ^*的大小，达到抑制牵引供电网压波动进一步加剧目的等。

q轴参考电压u_sq ^*为：

dq-αβ坐标变换公式如下：

为了提高获取参考电压调节量的可靠性及准确性，在本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法的一个实施例，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中的步骤500还具体包含有如下内容：

步骤501：应用预设的准谐振控制器，根据所述d轴电流误差量、预设的网压相位产生交流电流设定值和所述交流侧电流进行准比例谐振控制，以产生参考电压调节量。

具体来说，单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流i_s、预设的网压相位产生交流电流设定值i_σdsinωt和所述d轴电流误差量i_σd进行准比例谐振控制，以产生参考电压调节量u_sr ^*。

区别于现有技术，本申请提出增加谐振控制环，由i_σd及网压相位产生交流电流设定值i_σdsinωt，结合i_s进行准比例谐振控制，产生参考电压调节量u_sr ^*，并进一步得到最终的参考电压u_s ^*。

比例谐振(PR,Proportional Resonance)控制器可以实现对频率为ω₀的交流信号的无稳态误差控制，其传递函数为：

式中K_R为PR控制器的谐振系数。

PR控制器只能在某单一频率处产生高增益以实现对单一信号的无稳态误差跟踪，而对其他频率信号存在明显衰减，使得控制器频带过窄，降低了控制系统的抗干扰性。由于实际牵引供电网中含有大量谐波成分，加之数字控制系统的精度影响，过窄的控制带宽将限制PR控制器的控制性能。此外，PR控制器中存在纯积分环节，使得其在实际控制系统中难以实现且易造成系统不稳定，为了提高PR控制器的抗干扰性，采用低通滤波器代替PR控制器中的纯积分环节，即准PR控制器，增加控制系统的稳定性。

低通滤波器作为非理想积分环节的传递函数为：

代入PR控制器传递函数，可得准PR控制器的传递函数为：

式中ω_c为控制器的截止频率，当ω_c<<ω₀时，上式可简化为：

在实际应用中，需要对网侧电流中的3、5、7次等低次谐波进行抑制，采用如下谐波抑制准PR控制器：

式中K_Rh为第h次谐波准PR控制器的谐振系数。

最终参考电压u_s ^*为：

为了有效消除在牵引供电网本身存在低次谐波情况下网侧电流中的低次谐波，并能够抑制由固有纹波引起的网侧电流低次谐波，本申请还提供一种用于实现所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法中任意步骤的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置的实施例，参见图6，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置具体包含有如下内容：

所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置用于实现所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制包括：信号采集组件、锁相环、虚拟正交模块、电压环、电流环和谐振控制环；

所述信号采集组件分别与所述锁相环、谐振控制环、电压环和虚拟正交模块连接，该信号采集组件用于采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压、所述单相整流器的交流侧电流和所述单相整流器的直流侧电压。

所述锁相环与所述谐振控制环连接，所述虚拟正交模块与所述电流环连接；该锁相环和虚拟正交模块用于根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流。

所述电压环与所述电流环连接，且该电压环中设有陷波滤波器，所述电压环用于应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量。

所述电流环与所述谐振控制环连接，该电流环用于根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压。

所述谐振控制环中设有准谐振控制器，该谐振控制环用于应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流和所述d轴电流误差量生成参考电压调节量；基于所述α轴参考电压和所述参考电压调节量得到参考电压，并基于该参考电压对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。

具体来说，所述信号采集组件分别与所述锁相环、谐振控制环、电压环和虚拟正交模块连接，该信号采集组件用于采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压u_s、所述单相整流器的交流侧电流i_s和所述单相整流器的直流侧电压u_d；所述锁相环与所述谐振控制环连接，所述虚拟正交模块与所述电流环连接；该锁相环和虚拟正交模块用于根据所述交流侧电压u_s和所述交流侧电流i_s得到同步旋转坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q；所述电压环与所述电流环连接，且该电压环中设有陷波滤波器，所述电压环用于应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压u_d进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值i_d ^*，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值i_d ^*和d轴电流i_d确定d轴电流误差量i_σd；所述电流环与所述谐振控制环连接，该电流环用于根据q轴电流i_q及预设的q轴电流设定值i_q ^*获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压u_sα ^*；所述谐振控制环中设有准谐振控制器，该谐振控制环用于应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流i_s和所述d轴电流误差量i_σd生成参考电压调节量u_sr ^*；基于所述α轴参考电压u_sα ^*和所述参考电压调节量u_sr ^*得到参考电压u_s ^*，并基于该参考电压u_s ^*对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。

从上述描述可知，本申请实施例提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置，将准谐振控制器引入基于两相静止直角坐标系的有功无功电流控制策略中，既能获得较好的动态响应与零稳态误差、有效减弱牵引传动系统与牵引供电网的网压波动之间的相互影响，又可有效消除在牵引供电网本身存在低次谐波情况下网侧电流中的低次谐波。另一方面，由于直流环节电压中存在二次纹波是单相整流器的固有问题，同时引入陷波滤波器滤除直流环节电压采样信号中的纹波，抑制了由该固有纹波引起的网侧电流低次谐波。

为了提高获取同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流的可靠性及准确性，在本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置的一个实施例，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置中的锁相环具体用于执行如下内容：

步骤201：对交流侧电压进行锁相计算，得到对应的网压峰值和网压相位。

步骤202：对所述交流侧电流进行虚拟正交生成计算，得到两相静止直角坐标系下的α轴电流和β轴电流。

步骤203：对所述α轴电流和β轴电流进行所述两相静止直角坐标系至所述同步旋转坐标系的坐标变换处理，以得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流。

具体来说，单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置对交流侧电压u_s进行锁相计算，得到对应的网压峰值U_sm和网压相位ωt；对所述交流侧电流i_s进行虚拟正交生成计算，得到两相静止直角坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β；对所述α轴电流i_α和β轴电流i_β进行所述两相静止直角坐标系至所述同步旋转坐标系的坐标变换处理，以得到同步旋转坐标系下的d轴电流i_d和q轴电流i_q。

为了提高获取d轴电流设定值和d轴电流误差量的可靠性及准确性，在本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置的一个实施例，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置中的电压环具体用于执行如下内容：

步骤301：应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波。

步骤302：基于预设的直流环节电压设定值以及经滤波处理后的直流侧电压进行PI控制，以输出d轴电流设定值。

步骤303：根据所述负载的功率，基于预设的功率平衡原则确定有功电流前馈值。

步骤304：基于所述有功电流前馈值、d轴电流和d轴电流设定值，确定d轴电流误差量。

步骤305：对所述d轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果、所述网压峰值和预设的交叉解耦项确定d轴参考电压。

具体来说，单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压u_d进行滤波；基于预设的直流环节电压设定值u_d ^*以及经滤波处理后的直流侧电压u_d进行PI控制，以输出d轴电流设定值i_d ^*；根据所述负载的功率，基于预设的功率平衡原则确定有功电流前馈值I_sff；基于所述有功电流前馈值I_sff、d轴电流i_d和d轴电流设定值i_d ^*，确定d轴电流误差量i_σd；对所述d轴电流设定值i_d ^*进行PI控制，并根据对应的PI控制结果、所述网压峰值U_sm和预设的交叉解耦项ωLi_q确定d轴参考电压u_sd ^*。

为了提高获取α轴参考电压的可靠性及准确性，在本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置的一个实施例，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置中的电流环具体用于执行如下内容：

步骤401：根据q轴电流及预设的q轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果及预设的交叉解耦项，得到q轴参考电压。

步骤402：对d轴、q轴参考电压进行所述同步旋转坐标系至所述两相静止直角坐标系的坐标变换处理，以得到所述两相静止直角坐标系下的α轴参考电压。

具体来说，单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置根据q轴电流i_q及预设的q轴电流设定值i_q ^*进行PI控制，并根据对应的PI控制结果及预设的交叉解耦项ωLi_d，得到q轴参考电压u_sq ^*；对q轴参考电压u_sq ^*进行所述同步旋转坐标系至所述两相静止直角坐标系的坐标变换处理，以得到所述两相静止直角坐标系下的α轴参考电压u_sα ^*。

为了提高获取参考电压调节量的可靠性及准确性，在本申请提供的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置的一个实施例，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置中的谐振控制环具体用于执行如下内容：

步骤501：应用预设的准谐振控制器，根据所述d轴电流误差量、预设的网压相位产生交流电流设定值和所述交流侧电流进行准比例谐振控制，以产生参考电压调节量。

具体来说，单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流i_s、预设的网压相位产生交流电流设定值i_σdsinωt和所述d轴电流误差量i_σd进行准比例谐振控制，以产生参考电压调节量u_sr ^*。

为了进一步说明本方案，本申请还提供一种应用单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置实现单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法的具体应用实例，将准谐振控制器引入基于d-q坐标系的有功无功电流控制策略中，既能获得较好的动态响应与零稳态误差、有效减弱牵引传动系统与牵引供电网的网压波动之间的相互影响，又可有效消除在牵引供电网本身存在低次谐波情况下网侧电流中的低次谐波。另一方面，由于直流环节电压中存在二次纹波是单相整流器的固有问题，本申请同时引入陷波滤波器滤除直流环节电压采样信号中的纹波，抑制了由该固有纹波引起的网侧电流低次谐波。具体来说：

S1.控制单元检测网压信号u_s，进行锁相计算，获得网压峰值U_sm、网压相位ωt；检测网侧电流信号i_s，并生成虚拟正交信号，得到两相静止直角坐标系(α-β坐标系)下的电流i_α、i_β，再根据网压相位ωt进行坐标变换，得到d-q同步旋转坐标系下的电流i_d、i_q。

αβ-dq坐标变换公式如下：

S2.在电压环中，引入陷波滤波器对直流环节电压u_d进行滤波，再根据直流环节电压设定值u_d ^*，进行比例积分(PI,Proportional Integral)控制，其输出作为d轴电流设定值i_d ^*。

PI控制器的传递函数为：

式中K_P为PI控制器的比例系数，K_I为积分系数。

二阶陷波滤波器的典型传递函数为：

式中A₀为滤波器增益，ω_n为特征角频率，代表所需滤除的谐波频率，Q为等效品质因数，代表陷波滤波器的选频特性。

对于交流传动系统而言，单相脉冲整流器输出直流侧电压中含有两倍电网频率(100Hz)的纹波电压，该纹波电压将引入网侧电流的3次谐波。网侧电流中的3次谐波又将引入直流侧电压4倍电网频率(200Hz)的纹波电压，以此类推，谐波幅值依次减小，其中以网流3、5、7次谐波影响较大。因此实际应用中，分别设计中心频率为100Hz、200Hz、300Hz的陷波滤波器，将其串联以消除直流侧输出电压中的100Hz、200Hz、300Hz的谐波分量，从而抑制网侧电流的3、5、7次谐波。

S3.在d轴电流环中，通过整流器所带负载的功率，根据功率平衡原则计算出有功电流前馈值I_sff，结合i_d和i_d ^*，计算得出d轴电流误差量i_σd，进行PI控制，再结合U_sm和交叉解耦项ωLi_q，得到d轴参考电压u_sd ^*。

根据功率平衡原则，有功电流前馈值I_sff为：

I_sff＝2P^*/U_sm

式中P^*为整流器所带负载的功率计算值。

d轴电流误差量i_σd为：

i_σd＝I_sff+i_d ^*-i_d

d轴参考电压u_sd ^*为：

S4.在q轴电流环中，根据q轴电流设定值i_q ^*及i_q，进行PI控制，再结合交叉解耦项ωLi_d，得到q轴参考电压u_sq ^*，经过dq-αβ坐标变换得到α轴参考电压u_sα ^*。

当整流器进行单位功率因数控制时，q轴无功电流设定值i_q ^*＝0。或者通过牵引供电网压的大小设置i_q ^*的符号，通过整流器输出的功率设置i_q ^*的大小，达到抑制牵引供电网压波动进一步加剧目的等。

q轴参考电压u_sq ^*为：

dq-αβ坐标变换公式如下：

S5.区别于现有技术，本申请提出增加谐振控制环，由i_σd及网压相位产生交流电流设定值i_σdsinωt，结合i_s进行准比例谐振控制，产生参考电压调节量u_sr ^*，并进一步得到最终的参考电压u_s ^*。

比例谐振(PR,Proportional Resonance)控制器可以实现对频率为ω₀的交流信号的无稳态误差控制，其传递函数为：

式中K_R为PR控制器的谐振系数。

PR控制器只能在某单一频率处产生高增益以实现对单一信号的无稳态误差跟踪，而对其他频率信号存在明显衰减，使得控制器频带过窄，降低了控制系统的抗干扰性。由于实际牵引供电网中含有大量谐波成分，加之数字控制系统的精度影响，过窄的控制带宽将限制PR控制器的控制性能。此外，PR控制器中存在纯积分环节，使得其在实际控制系统中难以实现且易造成系统不稳定，为了提高PR控制器的抗干扰性，采用低通滤波器代替PR控制器中的纯积分环节，即准PR控制器，增加控制系统的稳定性。

低通滤波器作为非理想积分环节的传递函数为：

代入PR控制器传递函数，可得准PR控制器的传递函数为：

式中ω_c为控制器的截止频率，当ω_c<<ω₀时，上式可简化为：

在实际应用中，需要对网侧电流中的3、5、7次等低次谐波进行抑制，采用如下谐波抑制准PR控制器：

式中K_Rh为第h次谐波准PR控制器的谐振系数。

最终参考电压u_s ^*为：

作为本申请的实施例，验证了无谐波抑制、单独陷波滤波器、单独准PR控制器、本申请陷波滤波器+准PR补偿四种情况下，同一种牵引供电网压及负载工况时的谐波抑制效果，其网侧电流频谱分析结果分别如无谐波抑制情况下的图7、单独陷波滤波器情况下的图8、单独准PR控制器情况下的图9、陷波滤波器+准PR补偿情况下的图10所示，其网侧电流总THD、3次谐波含量对比结果如下表1所示，可以看到本申请方法具有更好的谐波抑制效果。

表1

由此可知，本申请应用实例提供的应用单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置实现单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，将准谐振控制器引入基于d-q坐标系的有功无功电流控制策略中，既能获得较好的动态响应与零稳态误差、有效减弱牵引传动系统与牵引供电网的网压波动之间的相互影响，又可有效消除在牵引供电网本身存在低次谐波情况下网侧电流中的低次谐波。另一方面，由于直流环节电压中存在二次纹波是单相整流器的固有问题，本申请同时引入陷波滤波器滤除直流环节电压采样信号中的纹波，抑制了由该固有纹波引起的网侧电流低次谐波。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、装置、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(装置)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

本发明中应用了具体实施例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，单相整流器的交流侧经变压器连接至牵引供电网，该单相整流器的直流侧连接负载；其特征在于，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法包括：

采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压、所述单相整流器的交流侧电流和所述单相整流器的直流侧电压；

根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；

应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量；

根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压；

应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流、所述d轴电流误差量与网压相位正弦值的乘积生成参考电压调节量；

基于所述α轴参考电压和所述参考电压调节量得到参考电压，并基于该参考电压对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。

2.根据权利要求1所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，其特征在于，所述根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流，包括：

对交流侧电压进行锁相计算，得到对应的网压峰值和网压相位；

对所述交流侧电流进行虚拟正交生成计算，得到两相静止直角坐标系下的α轴电流和β轴电流；

对所述α轴电流和β轴电流进行所述两相静止直角坐标系至所述同步旋转坐标系的坐标变换处理，以得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流。

3.根据权利要求2所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，其特征在于，所述应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量，包括：

应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波；

基于预设的直流环节电压设定值以及经滤波处理后的直流侧电压进行PI控制，以输出d轴电流设定值；

根据所述负载的功率，基于预设的功率平衡原则确定有功电流前馈值；

基于所述有功电流前馈值、d轴电流和d轴电流设定值，确定d轴电流误差量；

对所述d轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果、所述网压峰值和预设的交叉解耦项确定d轴参考电压。

4.根据权利要求1所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，其特征在于，所述根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压，包括：

根据q轴电流及预设的q轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果及预设的交叉解耦项，得到q轴参考电压；

对d轴、q轴参考电压进行所述同步旋转坐标系至所述两相静止直角坐标系的坐标变换处理，以得到所述两相静止直角坐标系下的α轴参考电压。

5.根据权利要求1所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，其特征在于，所述应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流和所述d轴电流误差量生成参考电压调节量，包括：

应用预设的准谐振控制器，根据所述d轴电流误差量、预设的网压相位产生交流电流设定值和所述交流侧电流进行准比例谐振控制，以产生参考电压调节量。

6.一种单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置，其特征在于，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置用于实现权利要求1至5任一项所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制方法，所述单相整流器网侧电流低次谐波抑制包括：

信号采集组件、锁相环、虚拟正交模块、电压环、电流环和谐振控制环；

所述信号采集组件分别与所述锁相环、谐振控制环、电压环和虚拟正交模块连接，该信号采集组件用于采集所述变压器靠近所述单相整流器一侧的交流侧电压、所述单相整流器的交流侧电流和所述单相整流器的直流侧电压；

所述锁相环与所述谐振控制环连接，所述虚拟正交模块与所述电流环连接；该锁相环和虚拟正交模块用于根据所述交流侧电压和所述交流侧电流得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流；

所述电压环与所述电流环连接，且该电压环中设有陷波滤波器，所述电压环用于应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波及PI控制，以得到d轴电流设定值，并基于有功电流前馈值、所述d轴电流设定值和d轴电流确定d轴电流误差量；

所述电流环与所述谐振控制环连接，该电流环用于根据q轴电流及预设的q轴电流设定值获取两相静止直角坐标系下的α轴参考电压；

所述谐振控制环中设有准谐振控制器，该谐振控制环用于应用预设的准谐振控制器，根据所述交流侧电流、所述d轴电流误差量与网压相位正弦值的乘积生成参考电压调节量；基于所述α轴参考电压和所述参考电压调节量得到参考电压，并基于该参考电压对应的脉冲信号抑制所述单相整流器网侧电流中的低次谐波分量。

7.根据权利要求6所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置，其特征在于，所述锁相环用于执行下述内容：

对交流侧电压进行锁相计算，得到对应的网压峰值和网压相位；

所述虚拟正交模块用于执行下述内容：

对所述交流侧电流进行虚拟正交生成计算，得到两相静止直角坐标系下的α轴电流和β轴电流；对所述α轴电流和β轴电流进行所述两相静止直角坐标系至所述同步旋转坐标系的坐标变换处理，以得到同步旋转坐标系下的d轴电流和q轴电流。

8.根据权利要求7所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置，其特征在于，所述电压环用于执行下述内容：

应用预设的陷波滤波器对所述直流侧电压进行滤波；

基于预设的直流环节电压设定值以及经滤波处理后的直流侧电压进行PI控制，以输出d轴电流设定值；

根据所述负载的功率，基于预设的功率平衡原则确定有功电流前馈值；

基于所述有功电流前馈值、d轴电流和d轴电流设定值，确定d轴电流误差量；

对所述d轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果、所述网压峰值和预设的交叉解耦项确定d轴参考电压。

9.根据权利要求6所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置，其特征在于，所述电流环用于执行下述内容：

根据q轴电流及预设的q轴电流设定值进行PI控制，并根据对应的PI控制结果及预设的交叉解耦项，得到q轴参考电压；

对d轴、q轴参考电压进行所述同步旋转坐标系至所述两相静止直角坐标系的坐标变换处理，以得到所述两相静止直角坐标系下的α轴参考电压。

10.根据权利要求6所述的单相整流器网侧电流低次谐波抑制装置，其特征在于，所述谐振控制环用于执行下述内容：

应用预设的准谐振控制器，根据所述d轴电流误差量、预设的网压相位产生交流电流设定值和所述交流侧电流进行准比例谐振控制，以产生参考电压调节量。

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