CN113054844A - 基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法 - Google Patents

基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113054844A
CN113054844A CN202110464438.5A CN202110464438A CN113054844A CN 113054844 A CN113054844 A CN 113054844A CN 202110464438 A CN202110464438 A CN 202110464438A CN 113054844 A CN113054844 A CN 113054844A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching
vector
driver
sector
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202110464438.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113054844B (zh
Inventor
谭博
倪志浩
陈超波
代佳伟
蒲瑞强
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Xian Technological University
Original Assignee
Xian Technological University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Xian Technological University filed Critical Xian Technological University
Priority to CN202110464438.5A priority Critical patent/CN113054844B/zh
Publication of CN113054844A publication Critical patent/CN113054844A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113054844B publication Critical patent/CN113054844B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明提供了一种基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，在不需增加额外电路情况下能有效减小驱动器开关损耗。实现步骤是：根据驱动器拓扑结构绘制拓扑电压矢量图：设定减小开关损耗的假设条件；得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量作用时间和αβ坐标系下电压矢量：计算每个桥臂开关时间，通过SVPWM模块对桥式驱动电路调制：依调制结果，算得驱动器开关损耗，完成驱动器开关损耗的减小。本发明是不含零矢量的三矢量合成SVPWM过调制方法。拓扑结构简单，搭建容易，无需增加额外设备和成本；无需特定环境并且能显著减小开关损耗，在汽车电子、医疗器械和航空航天领域都有较为广泛的应用。

Description

基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，主要涉及开关损耗的减小问题，具体是一种基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，在汽车电子、医疗器械和航空航天领域都有较为广泛的应用。
背景技术
无刷直流电机具有结构简单、输出转矩大的特点。现在电机的控制技术已经相当成熟，提高整个电机驱动系统的效率是现在研究的关键，电机的驱动电路中含有很多的开关器件，在高频工作的情况下，开关器件的开关损耗不容忽视。
在电力电子技术应用领域，在较高的工作频率下，功率器件的开关损耗将会超过其通态损耗，成为器件主要的损耗。此时，器件内部的结温上升将会较快，将影响整个系统的安全工作，情况严重时将会发生发热击穿现象,影响整个系统安全运行。
理论上，使开关损耗显著减小的模型为Boost斩波电路与三相桥式驱动电路进行串联，在通常的SVPWM调制方法下，都是通过在线性区进行零矢量参与调制的方法对开关器件进行调制，但是存在有开关损耗过大的缺点，不利于驱动器的连续运行，也会损坏器件。
“空间矢量调制技术”是利用矢量状态的不同组合会对功率变换器输出共模电压产生影响的特点，采用两个相反方向矢量“回扫”的方法取代零矢量的作用，虽有效降低了共模电压，但对于开关损耗的降低效果并不明显；“通过调节器件开通关断时刻的电压电流”这种方法虽可以有效减小开关损耗，但对于调制技术和使用条件的要求较为苛刻，在实际运用中并不实用；“软开关技术”也开减小器件的开关损耗，但较高的开关频率会带来较高的感应电压，易造成器件的击穿。
现有技术减小开关损耗有通过改进控制器件开通关断电压电流来减小开关损耗，也有通过选择接近理想条件的器件来减小开关损耗，但是这些方法虽都减小了开关损耗，但都有一定的并且可能要增加额外设备，增加成本和复杂度，也有可能对器件造成损害，进一步影响整个系统的安全运行。
发明内容
为了有效的降低开关损耗，本发明提供了一种实际实施方法简便，显著降低开关损耗的基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法。
本发明是一种基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，在空间矢量脉宽调制SVPWM的过调制区进行调制，以达到开关损耗的减小，其特征在于，包括以下有步骤：
步骤1：驱动器的拓扑结构：所述驱动器为升压斩波Boost电路与三相桥式驱动电路串联组成的驱动器，驱动器拓扑结构源于该驱动器电路结构，驱动器电路结构的Boost电路部分以电源电压Udc为输入，输出端接入三相桥式驱动电路的输入端；驱动器电路结构的三相桥式驱动电路上按照输入输出的顺序并接有三个桥臂A、B、C，每个桥臂包括有MOSFETN型开关管、二极管和负载线圈，由MOSFET N型开关管和二极管并联组成的开关单元，两个开关单元以串联形式接在每个桥臂上，每个开关单元的MOSFET N型开关管的栅极都分别都接在SVPWM模块上，接收SVPWM模块的驱动信号；在桥臂A,桥臂B，桥臂C的两个开关单元间分别接入负载线圈，该负载线圈为三相电机的绕组，负载线圈的另一端共同接入第1节点，该节点为该驱动器的输出端Uo，总体形成驱动器的电路结构；实际工作中，驱动器驱动电机工作时，电机的转速为n，驱动器开关器件的开关损耗P与电压Udc和开关单元的开关次数相关；
步骤2：绘制驱动器的拓扑电压矢量图：根据驱动器的电路结构进行拓扑，并绘制驱动器的拓扑电压矢量图，驱动器的拓扑结构首先是对驱动器的三个桥臂上由MOSFET N型开关管和二极管并联组成的开关单元进行相序定义，定义A桥臂上开关单元开通为1、A桥臂下开关单元开通为0，B桥臂上开关单元开通为1、B桥臂下开关单元开通为0，C桥臂上开关单元开通为1、C桥臂下开关单元开通为0，每个开关单元的开关状态以1或0表示；驱动器总共有八种状态，国际规定除去000和111状态后，其余六个状态组成了六个不同的扇区，每个扇区的角度都为60°，其中水平正方向的矢量表示为100，以逆时针方向旋转，以60°为间隔，其余矢量依次为110、010、011、001、101，形成了六个角度均为60°的扇区；矢量100与110间为第一扇区，矢量110与010间为第二扇区，矢量010与011间为第三扇区，矢量011与001间为第四扇区，矢量001与101间为第五扇区，矢量101与100间为第六扇区，依次类推得到六个扇区及空间分布关系；给定电压矢量由第一扇区开始，沿逆时针方向不断旋转，设给定电压矢量在当前扇区，则给定电压矢量
Figure BDA0003042959940000031
的值由在当前扇区的两边矢量与下一扇区的一个相邻矢量进行三矢量合成得到；以此规则绘制出驱动器拓扑电压矢量图；
步骤3：设定减小开关损耗的假设条件：驱动器开关器件的开关损耗与驱动器的电压、电流、开关次数有关，其中电流大小保持不变，因此开关损耗与驱动器的电压和开关器件的开关次数相关；当电机中电压保持不变，电机转速n与开关次数有关，也就是说驱动电路中的负载线圈电压不变时，开关损耗与电压Udc和转速n有关；假设Udc与n之间是线性关系，即Udc＝kn，其中k为比例系数，则驱动器开关器件的开关损耗就只和开关次数相关；减小开关损耗的假设条件为：Udc＝kn；
步骤4：得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量作用时间，得到αβ坐标系下电压矢量：对给定电压在驱动器拓扑电压矢量图的不同扇区进行不含零矢量的三矢量分解，得到给定电压矢量在三矢量合成下对应矢量分量的三个作用时间，设定x1、x2、x3为给定电压在对应扇区分解后相应矢量分量
Figure BDA0003042959940000032
按照逆顺序排布的作用时间，设给定电压在第一扇区，则给定电压在第一扇区以及与第一扇区相邻的下一扇区的相关矢量参与分解，通过坐标变换得到在两相静止坐标系αβ下的电压矢量Uα、Uβ；根据驱动器六个扇区的拓扑电压矢量图，在每个扇区内对给定电压进行矢量分解，求出不同扇区给定电压的矢量分量的作用时间；
步骤5：计算每个桥臂开关时间，对桥式驱动电路调制：对三个矢量分量作用时间在每一扇区按照矢量分量的逆顺序进行重新排布，绘制波形图，得到每相的开关时间，若给定电压矢量在第一扇区，设定a1、a2、a3为驱动电路每相的开通时间，得到基于驱动器拓扑结构的每相开关时间a1＝x2+x3、a2＝Not a1 or x2、a3＝0；依次类推，每个扇区都执行相同计算，得到基于桥式驱动电路拓扑结构的开关时间a1、a2、a3；将给定电压在每个扇区内经过坐标变换得到在两相静止坐标系下的电压矢量，将其作为SVPWM模块的输入，产生调制波形，用调制波形对开关单元进行过调制区调制；
步骤6：根据调制结果，计算驱动器开关损耗：根据给定电压矢量在六个扇形区域内作用的开关时间和相应的矢量分量，经SVPWM模块对开关器件栅极发出驱动信号进行调制，其中两相桥臂处于被调制的开关状态，另外一相上的开关单元是处于固定状态，该固定或为常通或为常闭，依据每个开关单元的常通区间角度计算开关损耗，实现整个驱动器开关损耗的减小。
本发明无需特定的环境并且能使开关损耗显著减小。
本发明显著的降低了驱动器开关器件的开关损耗，解决了当电压利用率较高时，开关损耗大的技术问题。
本发明通过调制的方法来显著降低整个系统的开关损耗，没有增加额外的设备，减小了设计整个驱动器的成本；相比其他的方法，本发明实施方法简便，没有其他方法实施时相对较为严格的条件，易于实施；本发明应用于电机驱动时的实施设备为经典的三相桥式驱动电路，有利于电机驱动器设计的微小化，集成化。
与现有技术相比，本发明的技术优势：
用不含零矢量的三矢量合成实现驱动器开关损耗的减小：本发明针对通用驱动器提出一种拓扑结构用于最大程度降低开关损耗的技术方案，在任何电压源PWM变频器驱动系统中开关损耗都无法避免，在较高的工作频率下，较高的开关损耗会导致器件内部结温上升较快，严重时会发生热击穿。本发明所提出的一种基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，也就是通过电路拓扑结构，用不含零矢量的三矢量合成方法，调制开关器件的开关次数，显著降低开关损耗，提升工作效率。
拓扑结构简单，方便搭建和理解：本发明减小开关损耗的拓扑结构简单，该拓扑结构由三相桥臂组成，每一相桥臂都有MOSFET N型开关管、二极管，MOSFET N型开关管和二极管并联组成了开关单元，每个桥臂都有两个开关单元串联组成。器件简单明了，方便搭建和理解，无需附加额外电路，便于工程化应用和实现，降低了整体复杂度。
计算和仿真均证明提出假设条件能最小化开关损耗：本发明能在提出的假设条件下进行最小化开关损耗。提出假设条件，对后面的研究和计算有着非常大的作用。通过计算和仿真，结果表明驱动器开关损耗可以显著降低。
提出的调制技术能显著减小开关损耗：本发明是将给定电压在每个扇区内分解得到的作用时间按矢量分量逆顺序进行重新分布，将给定电压在每个扇区内经过变化得到在两相静止坐标系下的电压矢量与载波相结合，得到SVPWM波形，绘制波形图，得到每个扇区的每一项的开关时间。通过计算和仿真，得出能显著减小开关损耗，总体失真率低。
附图说明
图1为本发明的流程框图；
图2为驱动器的电路结构图；
图3为本发明所用调制方法各个扇区的分布图；
图4为给定电压矢量作用在第一扇区时其对应常通角θ与过调制区间的关系，图中正六边形与其外接圆间部分为过调制区；
图5为给定电压矢量在第一扇区时的调制波形；
图6(a)为驱动器在本发明调制方法下每相SVPWM调制脉冲信号图；
图6(b)为驱动器在普通调制方法下每相SVPWM调制脉冲信号图；
图6(c)为本发明调制度与常通角度间关系曲线图；
图6(d)为本发明调制度与开关损耗间关系曲线图。
具体实施方式
实施例1
关于开关损耗减小的研究有很多，但都有相应的附加额外的设备，器件选择成本过高的缺点和不足。本发明针对此现状，经过研究与创新提出一种基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法。
本发明是一种基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，参见图1，包括有以下步骤：
步骤1：驱动器的拓扑结构：所述驱动器为升压斩波Boost电路与三相桥式驱动电路串联组成的驱动器，见图2，图2为是驱动器的电路结构图，驱动器的拓扑结构源于该驱动器电路结构，驱动器电路结构的Boost电路部分以电源电压Udc为输入，输出端接入三相桥式驱动电路的输入端；驱动器电路结构的三相桥式驱动电路上按照输入输出的顺序并接有三个桥臂A、B、C，每个桥臂包括有MOSFET N型开关管、二极管和负载线圈，由MOSFET N型开关管和二极管并联组成的开关单元，三相桥式驱动电路中所有的开关单元是驱动器开关器件。两个开关单元以串联形式接在每个桥臂上，每个开关单元的MOSFET N型开关管的栅极都分别都接在SVPWM模块上，接收SVPWM模块的驱动信号。在桥臂A,桥臂B，桥臂C的两个开关单元间分别接入负载线圈，该负载线圈为三相电机的绕组，负载线圈的另一端共同接入第1节点，该节点为该驱动器的输出端Uo，总体形成驱动器的电路结构。实际工作中，驱动器驱动电机工作时，电机的转速为n，驱动器开关器件的开关损耗P与电压Udc和开关单元的开关次数相关。
步骤2：绘制驱动器的拓扑电压矢量图：根据步骤1所述的驱动器的电路结构进行拓扑，并绘制驱动器的拓扑电压矢量图，驱动器的拓扑结构首先是对驱动器的三个桥臂上由MOSFET N型开关管和二极管并联组成的开关单元进行相序定义，定义A桥臂上开关单元开通为1、A桥臂下开关单元开通为0，B桥臂上开关单元开通为1、B桥臂下开关单元开通为0，C桥臂上开关单元开通为1、C桥臂下开关单元开通为0，每个开关单元的开关状态以1或0表示；驱动器总共有八种状态，国际规定除去000和111状态后，其余六个状态组成了六个不同的扇区，每个扇区的角度都为60°，其中水平正方向的矢量表示为100，以逆时针方向旋转，以60°为间隔，其余矢量依次为110、010、011、001、101，形成了六个角度均为60°的扇区；矢量100与110间为第一扇区，矢量110与010间为第二扇区，矢量010与011间为第三扇区，矢量011与001间为第四扇区，矢量001与101间为第五扇区，矢量101与100间为第六扇区，依次类推得到六个扇区及空间分布关系；参见图3，图3为本发明所用调制方法各个扇区的分布图；给定电压矢量由第一扇区开始，沿逆时针方向不断旋转，设给定电压矢量在当前扇区，则给定电压矢量
Figure BDA0003042959940000061
的值由在当前扇区的两边矢量与下一扇区的一个相邻矢量进行三矢量合成得到，参见图4，图4为本发明给定电压矢量作用在第一扇区时其对应常通角θ与过调制区间的关系；以此规则绘制出驱动器拓扑电压矢量图。
步骤3：设定减小开关损耗的假设条件：驱动器开关器件的开关损耗与驱动器的电压、电流、开关次数有关，其中电流大小保持不变，因此开关损耗与驱动器的电压和开关器件的开关次数相关；当电机中电压保持不变，电机转速n与开关次数有关，也就是说驱动电路中的负载线圈电压不变时，开关损耗与电压Udc和转速n有关；假设Udc与n之间是线性关系，即Udc＝kn，其中k为比例系数，则驱动器开关器件的开关损耗就只和开关次数相关。本发明根据长期工作的经验积累，发现在非零矢量参与的三矢量合成SVPWM过调制方法下，驱动电路的两相桥臂处于开关状态，一相桥臂处于常通常闭状态，开关损耗可以减小为普通调制方法的一半，本发明根据造成开关损耗主要原因，设定减小开关损耗的假设条件为：Udc＝kn。
步骤4：得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量的作用时间，得到αβ坐标系下电压矢量：对给定电压在驱动器拓扑电压矢量图的不同扇区进行不含零矢量的三矢量分解，得到给定电压矢量在三矢量合成下对应矢量分量的三个作用时间，设定x1、x2、x3为给定电压在对应扇区分解后相应矢量分量
Figure BDA0003042959940000071
按照逆顺序排布的作用时间，设给定电压在第一扇区，则给定电压在第一扇区以及与第一扇区相邻的下一扇区的相关矢量参与分解，通过坐标变换得到在两相静止坐标系αβ下的电压矢量Uα、Uβ；根据驱动器六个扇区的拓扑电压矢量图，在每个扇区内对给定电压进行矢量分解，求出不同扇区给定电压的矢量分量的作用时间。
现有调制技术是由两个非零矢量分量与一个零矢量参与合成的SVPWM线性区调制。本发明使用三个非零矢量参与合成的SVPWM过调制区调制方法，该方法显著降低了驱动电路桥臂的开关次数，从而降低了驱动电路开关器件的开关损耗。
步骤5：计算每个桥臂开关时间，对桥式驱动电路调制：对步骤4所得到的三个矢量分量作用时间在每一扇区按照矢量分量的逆顺序进行重新排布，绘制波形图，得到每相的开关时间，参见图5，图5为本发明给定电压矢量在第一扇区时的调制波形。若给定电压矢量在第一扇区，设定a1、a2、a3为驱动电路每相的开通时间，得到基于驱动器拓扑结构的每相开关时间a1＝x2+x3、a2＝Not a1 or x2、a3＝0；依次类推，每个扇区都执行相同的计算，得到基于桥式驱动电路拓扑结构的开关时间a1、a2、a3；将给定电压在每个扇区内经过坐标变换得到在两相静止坐标系下的电压矢量，将其作为SVPWM模块的输入，产生调制波形，用调制波形对开关单元进行过调制区调制，具体是对驱动器开关单元MOSFET N型开关管的栅极发出驱动信号。
步骤6：根据调制结果，计算驱动器开关损耗：根据给定电压矢量在六个扇形区域内作用的开关时间和相应的矢量分量，经SVPWM模块对开关器件栅极发出驱动信号进行调制，其中两相桥臂处于被调制的开关状态，另外一相上的开关单元是处于固定状态，该固定或为常通或为常闭。本发明的检测开关器件的调制波形参见图6(a)，图6(a)为驱动器在本发明不含零矢量的三矢量合成SVPWM过调制方法下每相SVPWM调制脉冲信号图。参见图6(b)，图6(b)为普通调制方法下SVPWM调制脉冲信号，波形1、3为AB两桥臂的调制脉冲信号，波形2、4为驱动电路AB两桥臂的相电流波形。图6(a)中波形1、3为AB两桥臂的调制脉冲信号，波形2、4为驱动电路AB两桥臂的相电流波形；通过对图6(a)与图6(b)的对比，在普通调制方法下，驱动电路的三个桥臂始终处于频繁切换的开关状态，而本发明的调制方法下，有两个桥臂处于频繁切换的开关状态，而另一个桥臂处于常通或常闭的状态，这样通过减小开关次数来减小开关器件的开关损耗。
本发明依据每个开关单元的常通区间角度计算开关损耗，实现整个驱动器开关损耗的减小。
现有技术是利用矢量状态的不同组合会对功率变换器输出共模电压产生影响的特点，采用两个相反方向矢量“回扫”的方法取代零矢量的作用，虽有效降低了共模电压，但对于开关损耗的降低效果并不明显；“通过调节器件开通关断时刻的电压电流”这种方法虽可以有效减小开关损耗，但对于调制技术和使用条件的要求较为苛刻，在实际运用中并不实用；“软开关技术”也开减小器件的开关损耗，但较高的开关频率会带来较高的感应电压，易造成器件的击穿。本发明针对此现状经过工程经验的总结和分析，基于驱动器的拓扑结构，提出假设条件，改变调制策略，实现开关损耗的减小。
本发明提出驱动器的拓扑结构，在假设条件Udc＝kn下，采用SVPWM过调制的三矢量合成，给定电压矢量作用在相应的扇区时进行矢量分解，得到其三个矢量分量的作用时间，进而得到每相的开关时间，将分解后的电压矢量与载波相结合，作为SVPWM模块的输入，绘制波形图，得到功率器件的开关时间，完成仿真，验证假设成立。在本发明调制方法下桥式驱动电路部分在调制过程中有一相上的开关单元是保持常通或或常闭的状态，另外两相开关单元处于频繁的开关状态。依据常通区间角度计算开关损耗，将在此情况下整个系统的开关损耗大小与常规方法进行对比，本发明显著的减小开关损耗、能耗小、器件内部结温小、减少对电机及其他器件的伤害、强化了系统的持续运行能力。
现有技术减小开关损耗有通过改进控制器件开通关断电压电流来减小开关损耗，也有通过选择接近理想条件的器件来减小开关损耗，但是这些方法虽都减小了开关损耗，但都有一定的并且可能要增加额外设备，增加成本和复杂度，也有可能对器件造成损害，进一步影响整个系统的安全运行。
实施例2
基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法同实施例1，本发明步骤4所述的得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量的作用时间，得到αβ坐标系下电压矢量，是对给定电压矢量在驱动器的不同扇区进行矢量分解，在假设条件下进行电压矢量分解计算，得到不同扇区矢量分量的作用时间，以第一扇区电压为例，包括有如下步骤：
(4.1)给定电压矢量分解表达：第一扇区电压矢量分解表达式为：
Figure BDA0003042959940000091
其中：
Figure BDA0003042959940000092
为给定电压，x1、x2、x3为给定电压在第一扇区分解后的三个作用时间，
Figure BDA0003042959940000093
是给定电压在第一扇区以及与第一扇区相邻的下一个扇区内分解出来的三个电压矢量分量。参见图4，其中六边形内接圆部分为线性区调制，六边形外接圆与六边形间部分为过调制区部分，图4中当给定电压矢量作用在第一扇区时，由
Figure BDA0003042959940000094
作为3个矢量分量参与矢量合成。
(4.2)限制条件：第一扇区电压矢量计算的限制条件为：
x1+x2+x3＝1；
(4.3)得到αβ坐标系下电压矢量：通过三相坐标系到两相静止坐标系的坐标变换，对给定电压在第一扇区分解进行模值计算，得到模值
Figure BDA0003042959940000101
代入变换角，计算两相静止坐标系αβ下的电压矢量：Uα、Uβ
Figure BDA0003042959940000102
式中，Uα为给定电压分解后在两相静止坐标系α下的分量，Uβ为给定电压分解后在两相静止坐标系β下的分量；得到给定电压矢量在αβ坐标系下电压矢量。αβ轴下的矢量分量由给定电压矢量在相应的坐标轴下投影而得到。
(4.4)得到第一扇区给定电压的作用时间：将限制条件代入第一扇区给定电压矢量分解表达式，得到第一扇区的作用时间：
Figure BDA0003042959940000103
式中，x1为给定电压作用在矢量100上的作用时间，x2为给定电压作用在矢量110上的作用时间，x3为设定给定电压作用在矢量010上的作用时间；得到给定电压在第一扇区的矢量分量作用时间。
(4.5)得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量的作用时间：用同样的方法，反复执行步骤4.1到4.4求得其他扇区给定电压的作用时间，得到所有扇区给定电压的作用时间。
本发明在理论和经验的基础上提出的假设条件下能够在显著的减小驱动器拓扑结构中开关器件的开关次数，从而减小整个驱动器的开关损耗。
实施例3
基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法同实施例1-2，步骤5所述的计算每个桥臂开关时间，对桥式驱动电路调制，是对所得到的三个矢量分量作用时间并在每一扇区按照矢量分量逆顺序进行重新分布，绘制波形图，再通过计算得到每相开关时间，将步骤4得到的给定电压在每个扇区内经过变化得到在两相静止坐标系下的电压矢量与载波相结合作为调制波计算模块的输入，进而向驱动电路的开关器件发出驱动信号，从而进行调制，以第一扇区为例，包括有以下步骤：
(5.1)绘制波形图，得到第一扇区内开关时间与作用时间的关系：将步骤4中计算得到的给定电压矢量分解后的作用时间x1、x2、x3与载波结合，绘制梯形图，得到基于驱动器拓扑结构的开关时间a1、a2、a3，分析图像可知：
a1＝x2+x3；
a2＝Not a1 or x2；
a3＝0；
(5.2)得到第一扇区内开关时间与第一扇区两相静止坐标系αβ下的电压矢量Uα、Uβ的数学关系：将第一扇区的开关时间与矢量分量作用时间的关系和步骤3的给定电压矢量与作用时间的关系相结合，得到开关时间关系式：
Figure BDA0003042959940000111
Figure BDA0003042959940000112
a3＝0。
式中，a1、a2、a3为基于驱动器拓扑结构的每相开关时间，Uα、Uβ为给定电压分解在两相静止坐标系αβ下得到的矢量分量，得到第一扇区的每相开关时间。
(5.3)得到所有扇区的每相开关时间：对不同扇区执行步骤5.1到5.2，得到所有扇区的每相开关时间。
本发明是将给定电压在每个扇区内分解得到的作用时间进行按矢量分量的逆顺序重新排布，得到驱动器每相的开关时间；将给定电压在每个扇区内经过变化得到在两相静止坐标系下的电压矢量作为SVPWM模块的输入，得到SVPWM波形，绘制波形图，得到每个扇区的每一项的开关时间，总体失真率低。通过SVPWM模块向驱动电路开关单元发出驱动信号进行调制。其调制结果是一相桥臂处于常通或常闭状态，而另外两相桥臂处于高频的开关状态。
实施例4
基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法同实施例1-3，步骤6所述的根据调制结果，计算驱动器开关损耗，是根据六个扇形区域的重新分布绘制的开关时间波形图，对驱动电路开关时间进行调制，分析过调制区调制度与常通区间角间的关系，并依据每一个开关单元的常通区间角度计算开关损耗，包括有如下步骤：
(6.1)根据调制结果，计算开关单元的开关损耗：在过调制区进行调制时，根据步骤5的调制结果可得，在给定电压矢量作用在一个扇区时，都有一个功率器件处于常通状态，根据SVPWM电压矢量图分析可知，在线性区调制的调制度M最大为1，在过调制区调制时，根据几何关系，当上述常通角度θ介于0至60°间，调制度M介于1至1.154之间；整个系统的开关损耗主要由驱动部分和斩波部分的功率器件和二极管带来,其中：
由功率器件造成的开关损耗P1：
Figure BDA0003042959940000121
由二极管带来的开关损耗P2：
Figure BDA0003042959940000122
其中，P1为驱动电路中MOSFET N管造成的开关损耗，P2为二极管带来的开关损耗，u为施加在相应开关器件的电压，I为流过相应开关器件的电流，fΔt为功率器件开通或者关闭过程所需的时间的倒数，fPWM为PWM的频率，θ为常通区间的角度，0≤θ≤60°。
(6.2)计算驱动器总开关损耗：
在假定条件下，整个基于驱动器拓扑结构的开关损耗P为：
P＝P1+P2
经过本发明空间矢量脉宽调制SVPWM不含零矢量的三矢量合成的过调制区调制，得到整个驱动器拓扑结构的开关损耗，实现整个驱动器开关损耗的减小。参见图6(c)与图6(d)，图6(c)为调制度与常通角度间关系图，图6(d)为调制度与开关损耗间关系图。图6(d)中纵轴为开关损耗倍数关系，1表示为在本发明调制方法下开关单元开关损耗为普通调制方法下的1倍。结合图6(c)与图6(d)分析可知，在本发明的调制方法下，常通区间角度最大可达60度，此时驱动器开关单元的开关损耗为普通调制方法下的0.5倍，极大地减小了驱动器的开关损耗。
本发明解决了在高频率下驱动器开关器件开关损耗过大的问题，显著的减小了驱动器开关损耗。实现步骤是：依据驱动器建立减小开关损耗的拓扑结构；绘制拓扑电压矢量图；提出开关损耗减小的假设条件；通过矢量分解，得到给定电压在不同扇区作用时的三个矢量分量的作用时间；并依此通过计算得到驱动器每相的开关时间，对驱动电路进行调制；减小驱动器的开关损耗。本发明在提出假设条件下在驱动器拓扑结构中进行不含零矢量的三矢量合成的SVPWM调制，将给定电压在每个扇区内进行矢量分解，得到每相开通时间；对给定电压矢量进行两相静止坐标系坐标变换，并以此作为SVPWM模块输入对驱动电路进行调制，从而达到减小开关损耗的目的。本发明拓扑结构简单，易搭建，方便理解；无需特定环境能有效减小开关损耗。广泛应用于汽车电子、医疗器械和航空航天领域。
下面给出一个更加详尽的例子，本发明进一步说明
实施例5
基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法同实施例1-4，本发明减小开关损耗的方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1：根据假设条件和矢量分解，得到给定电压矢量在不同扇区下电压矢量分量的作用时间。
根据空间分布，将区间分为6个扇区，每个扇区内电压都可以进行分解。
以位于第1扇区为例，图形附图3所示。电压分解的初始条件表示为：
Figure BDA0003042959940000141
上述公式中，
Figure BDA0003042959940000142
为给定电压矢量，x1、x2、x3为电压矢量分量的作用时间，
Figure BDA0003042959940000143
Figure BDA0003042959940000144
是给定电压在第一扇区以及与第一扇区相邻的一个扇区内分解出来的电压矢量
Figure BDA0003042959940000145
由矢量分布的几何关系得：
Figure BDA0003042959940000146
求出第1扇区的作用时间为：
Figure BDA0003042959940000147
由上述公式可以得到在第1扇区内，给定电压分解得到的作用时间和分解后的电压矢量。
当位于第2扇区，作用时间为：
Figure BDA0003042959940000151
当电机转子位于第3扇区，作用时间和给定电压分解后的电压矢量为：
Figure BDA0003042959940000152
其他扇区依次类推，共6个扇区。
步骤2：对上一步骤得到的矢量分量的作用时间进行按矢量分量逆顺序进行重新分布，计算得到每个桥臂的开关时间，并依此经坐标变换得到两相静止坐标系下的电压矢量分量，将电压矢量作为SVPWM模块输入，从而向驱动电路开关单元发出驱动信号，进行调制。
以第1扇区为例，矢量分量为分布为010、110、101，脉冲信号如附图4所示，绘制脉冲信号可得：
Figure BDA0003042959940000153
由上述三个式子，可知x1、x2、x3与Uα、Uβ的关系，所以脉冲信号可表示为：
Figure BDA0003042959940000161
在现在的研究技术中，随着功率技术的不断发展、开关频率不断增加，开关损耗问题的解决方法通常为一些工程措施，但是这些措施实施后只能解决一个特定问题，都存在有一些使用条件的限制。本发明具体是通过拓扑结构研究电压作用时间和调制，不需附加额外的设备和电路，提出简单的拓扑结构，提出假设条件，在假设条件下对给定电压在每个扇区进行分解，得到矢量分量的作用时间，将给定电压在每个扇区内分解得到的三个矢量分量的作用时间按矢量分量逆顺序进行重新排布，将给定电压在每个扇区内经过坐标变换得到在两相静止坐标系下的电压矢量作为SVPWM模块输入进而对驱动电路进行调制，绘制波形图，得到驱动器在每个扇区中每一相的开关时间。通过计算和仿真，可以得出能明显的减小开关损耗。
下面给出一个仿真实验的例子，对本发明的技术效果再做说明
实施例6
基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法同实施例1-5，
仿真条件与内容：
仿真是以图2所示升压斩波电路和三相桥式电路互相串联的电路为基础，向Boost电路部分以一个14V直流电压源作为输入，再将本发明调制出的给定电压矢量输入至SVPWM模块，再由SVPWM模块向各个开关单元发出驱动信号，并通过示波器检测SVPWM模块发出的驱动信号。
仿真中电路额定电流设置为10A；MOSFET N型开关管的最大GS电压一般为-20V到20V，最大工作温度为150度到175度，MOSFET N型开关管额定电流选取为20A；二极管的额定电流选取为20A；调制度最大设置为1.154，电压最大设置为16.158V。
仿真结果与分析：
本发明的驱动器电路结构是Boost电路与三相桥式驱动电路串联组成，调制技术是三个非零矢量合成的SVPWM过调制区调制，通过本发明所得到的SVPWM模块的驱动信号进行分析；图6(a)为本发明的驱动器的每相SVPWM调制脉冲信号图，图6(b)为普通调制方法下驱动器每相SVPWM调制脉冲信号图，图6(c)为本发明调制度与常开区间角间关系图线，图6(d)为本发明调制度与开关损耗倍数关系图线。
图6(b)为现有技术中普通调制方法下驱动器的每相SVPWM调制脉冲信号图。在一般的调制方法下，都是由驱动器部分的三个桥臂上的开关单元交替开通，每个桥臂的开关单元在一个周期内的开关次数是相同的。图6(b)为普通调制方法下AB两相的脉冲调制波形和两相电流波形，其中1、3号波形表示在普通调制方法下驱动器的两个桥臂A、B的调制波形，2、4号波形表示驱动器的相电流波形。C相脉冲调制波形可由相位关系计算得到。
图6(a)为本发明的驱动器的每相SVPWM调制脉冲信号图，本发明中有一相桥臂常通或常闭状态，本例中设C桥臂的开关单元是固定状态，具体处于常通状态，桥臂AB为被调制的开关状态，其中1、3号波形表示在本发明调制方法下驱动器的两个桥臂A、B的调制波形；波形幅值大于等于1，表示开关单元为导通状态，幅值等于0，表示开关单元为不导通状态。
本发明中的处于固定状态的桥臂也可处于常闭状态，桥臂处于常通或常闭的状态是取决于给定电压矢量处于哪一个扇区。在实际工程实践中，ABC三个桥臂中有一个桥臂处于固定状态。
对比图6(a)和图6(b)可知，图中1和3图线为本发明三个非零矢量合成的SVPWM过调制区调制的方法下AB两桥臂的调制脉冲波形，2和4图线为驱动器AB两相电流波形；通过对于图6(a)与图6(b)调制脉冲波形的对比，在本发明的调制技术下，给定电压矢量作用在每一个扇区时驱动器的三个桥臂中总会有一个桥臂处于常通或常闭状态，在一个调制周期内，经本发明调制后，在两个处于被调制状态下的桥臂上，开关器件的常通或常闭时间增大为普通调制方法的2倍，这样就极大的减小了整个驱动器中开关器件的开关次数，从而降低了开关损耗。
实施例7
基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法同实施例1-5，仿真条件与内容同实施例6.
仿真结果与分析：
图6(c)为本发明调制度与常开区间角间关系曲线图，其横坐标为调制度，纵坐标为常通区间角度。从图中可以看出随着调制度的增加，其常通区间角度也在增加，二者呈正比关系。
图6(d)为本发明调制度与开关损耗倍数关系曲线图，其横坐标为调制度，纵坐标为开关损耗倍数。从图中可以看出随着调制度的增加，驱动器的开关损耗减小，二者呈反比关系。
由计算结果推导出的图6(c)与图6(d)可得在本发明的不含零矢量的三矢量合成SVPWM过调制区调制方法下常通角度θ与驱动器开关损耗间的关系，随着常通角度θ的增加，驱动电路的开关损耗减小，当θ为最大值60°时，开关损耗为普通调制方法的50％，计算结果与仿真结果都验证了本发明创新的不含零矢量的三矢量合成SVPWM过调制区调制方法的可行性和优越性。本发明实现了开关损耗的显著减小。本发明提出基于驱动器拓扑结构开关损耗的减小方法在研究开关次数对开关损耗的影响情况下有效的减小了开关损耗。
综上所述，本发明的基于驱动器拓扑结构的开关损耗方法，解决了在不增加额外电路和设备成本的情况，有效的减小驱动器的开关损耗的问题。实现步骤是：根据驱动器的拓扑结构绘制驱动器的拓扑电压矢量图：设定减小开关损耗的假设条件；得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量的作用时间，得到αβ坐标系下电压矢量：计算每个桥臂开关时间，通过SVPWM模块对桥式驱动电路调制：根据调制结果，计算驱动器开关损耗：完成驱动器开关损耗的减小。本发明将给定电压矢量在每个扇区内进行不含零矢量的三矢量分解，得到相应矢量分量作用时间；将给定电压在两相静止坐标系下分解的电压作为调制波计算模块的输入，产生波形，对作用时间按相序进行重新分配，进行调制，开关损耗可以极大的减小。本发明拓扑结构简单，搭建容易，方便理解；提出的创新调制方法可以显著减小开关损耗。在任何电压源PWM变频器驱动系统中都存在有大量的开关器件，开关器件的开关损耗过大是一个不可避免的问题，会导致器件内部结温过高，加快器件的损耗速度。本发明无需特定的环境并且能显著减小开关损耗，在汽车电子、医疗器械和航空航天领域都有较为广泛的应用。

Claims (4)

1.一种基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，在SVPWM的过调制区进行调制，以达到开关损耗的减小，其特征在于，包括以下有步骤：
步骤1：驱动器的拓扑结构：所述驱动器为升压斩波Boost电路与三相桥式驱动电路串联组成的驱动器，驱动器拓扑结构源于该驱动器电路结构，驱动器电路结构的Boost电路部分以电源电压Udc为输入，输出端接入三相桥式驱动电路的输入端；驱动器电路结构的三相桥式驱动电路上按照输入输出的顺序并接有三个桥臂A、B、C，每个桥臂包括有MOSFET N型开关管、二极管和负载线圈，由MOSFET N型开关管和二极管并联组成的开关单元，两个开关单元以串联形式接在每个桥臂上，每个开关单元的MOSFET N型开关管的栅极都分别都接在SVPWM模块上，接收SVPWM模块的驱动信号；在桥臂A,桥臂B，桥臂C的两个开关单元间分别接入负载线圈，该负载线圈为三相电机的绕组，负载线圈的另一端共同接入第1节点，该节点为该驱动器的输出端Uo，总体形成驱动器的电路结构；实际工作中，驱动器驱动电机工作时，电机的转速为n，驱动器开关器件的开关损耗P与电压Udc和开关单元的开关次数相关；
步骤2：绘制驱动器的拓扑电压矢量图：根据驱动器的电路结构进行拓扑，并绘制驱动器的拓扑电压矢量图，驱动器的拓扑结构首先是对驱动器的三个桥臂上由MOSFET N型开关管和二极管并联组成的开关单元进行相序定义，定义A桥臂上开关单元开通为1、A桥臂下开关单元开通为0，B桥臂上开关单元开通为1、B桥臂下开关单元开通为0，C桥臂上开关单元开通为1、C桥臂下开关单元开通为0，每个开关单元的开关状态以1或0表示；驱动器总共有八种状态，国际规定除去000和111状态后，其余六个状态组成了六个不同的扇区，每个扇区的角度都为60°，其中水平正方向的矢量表示为100，以逆时针方向旋转，以60°为间隔，其余矢量依次为110、010、011、001、101，形成了六个角度均为60°的扇区；矢量100与110间为第一扇区，矢量110与010间为第二扇区，矢量010与011间为第三扇区，矢量011与001间为第四扇区，矢量001与101间为第五扇区，矢量101与100间为第六扇区，依次类推得到六个扇区及空间分布关系；给定电压矢量由第一扇区开始，沿逆时针方向不断旋转，设给定电压矢量在当前扇区，则给定电压矢量
Figure FDA0003042959930000011
的值由在当前扇区的两边矢量与下一扇区的一个相邻矢量进行三矢量合成得到；以此规则绘制出驱动器拓扑电压矢量图；
步骤3：设定减小开关损耗的假设条件：驱动器开关器件的开关损耗与驱动器的电压、电流、开关次数有关，其中电流大小保持不变，因此开关损耗与驱动器的电压和开关器件的开关次数相关；当电机中电压保持不变，电机转速n与开关次数有关，也就是说驱动电路中的负载线圈电压不变时，开关损耗与电压Udc和转速n有关；假设Udc与n之间是线性关系，即Udc＝kn，其中k为比例系数，则驱动器开关器件的开关损耗就只和开关次数相关；减小开关损耗的假设条件为：Udc＝kn；
步骤4：得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量作用时间，得到αβ坐标系下电压矢量：对给定电压在驱动器拓扑电压矢量图的不同扇区进行不含零矢量的三矢量分解，得到给定电压矢量在三矢量合成下对应矢量分量的三个作用时间，设定x1、x2、x3为给定电压在对应扇区分解后相应矢量分量
Figure FDA0003042959930000021
按照逆顺序排布的作用时间，设给定电压在第一扇区，则给定电压在第一扇区以及与第一扇区相邻的下一扇区的相关矢量参与分解，通过坐标变换得到在两相静止坐标系αβ下的电压矢量Uα、Uβ；根据驱动器六个扇区的拓扑电压矢量图，在每个扇区内对给定电压进行矢量分解，求出不同扇区给定电压的矢量分量的作用时间；
步骤5：计算每个桥臂开关时间，对桥式驱动电路调制：对三个矢量分量作用时间在每一扇区按照矢量分量的逆顺序进行重新排布，绘制波形图，得到每相的开关时间，若给定电压矢量在第一扇区，设定a1、a2、a3为驱动电路每相的开通时间，得到基于驱动器拓扑结构的每相开关时间a1＝x2+x3、a2＝Not a1 or x2、a3＝0；依次类推，每个扇区都执行相同计算，得到基于桥式驱动电路拓扑结构的开关时间a1、a2、a3；将给定电压在每个扇区内经过坐标变换得到在两相静止坐标系下的电压矢量，将其作为SVPWM模块的输入，产生调制波形，用调制波形对开关单元进行过调制区调制；
步骤6：根据调制结果，计算驱动器开关损耗：根据给定电压矢量在六个扇形区域内作用的开关时间和相应的矢量分量，经SVPWM模块对开关器件栅极发出驱动信号进行调制，其中两相桥臂处于被调制的开关状态，另外一相上的开关单元是处于固定状态，该固定或为常通或为常闭，依据每个开关单元的常通区间角度计算开关损耗，实现整个驱动器开关损耗的减小。
2.根据权利要求1所述的基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，其特征在于，步骤4所述的得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量作用时间，得到αβ坐标系下电压矢量，是对给定电压矢量在驱动器的不同扇区进行矢量分解，在假设条件下进行电压矢量分解计算，得到不同扇区矢量分量的作用时间，以第一扇区电压为例，包括有如下步骤：
(4.1)给定电压矢量分解表达：第一扇区电压矢量分解表达式为：
Figure FDA0003042959930000031
其中：
Figure FDA0003042959930000032
为给定电压，x1、x2、x3为给定电压在第一扇区分解后的三个作用时间，
Figure FDA0003042959930000033
Figure FDA0003042959930000034
是给定电压在第一扇区以及与第一扇区相邻的下一个扇区内分解出来的三个电压矢量分量；
(4.2)限制条件：第一扇区电压矢量计算的限制条件为：
x1+x2+x3＝1；
(4.3)得到αβ坐标系下电压矢量：通过三相坐标系到两相静止坐标系的坐标变换，对给定电压在第一扇区分解进行模值计算，得到模值
Figure FDA0003042959930000035
代入变换角，计算两相静止坐标系αβ下的电压矢量：Uα、Uβ
Figure FDA0003042959930000036
式中，Uα为给定电压分解后在两相静止坐标系α下的分量，Uβ为给定电压分解后在两相静止坐标系β下的分量；得到给定电压矢量在αβ坐标系下电压矢量；
(4.4)得到第一扇区给定电压的作用时间：将限制条件代入第一扇区给定电压矢量分解表达式，得到第一扇区的作用时间：
Figure FDA0003042959930000041
式中，x1为给定电压作用在矢量100上的作用时间，x2为给定电压作用在矢量110上的作用时间，x3为设定给定电压作用在矢量010上的作用时间；得到给定电压在第一扇区的矢量分量作用时间；
(4.5)得到给定电压在不同扇区作用时矢量分量的作用时间：用同样的方法，反复执行步骤4.1到4.4求得其他扇区给定电压的作用时间，得到所有扇区给定电压的作用时间。
3.根据权利要求1所述的基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，其特征在于，步骤5所述的计算每个桥臂开关时间，对桥式驱动电路调制，是对所得到的三个矢量分量作用时间并在每一扇区按照矢量分量逆顺序进行重新分布，绘制波形图，再通过计算得到每相开关时间，将步骤4得到的给定电压在每个扇区内经过变化得到在两相静止坐标系下的电压矢量与载波相结合作为调制波计算模块的输入，进而向驱动电路的开关器件发出驱动信号，从而进行调制，以第一扇区为例，包括有以下步骤：
(5.1)绘制波形图，得到第一扇区内开关时间与作用时间的关系：将给定电压矢量分解后的作用时间x1、x2、x3与载波结合，绘制梯形图，得到基于驱动器拓扑结构的开关时间a1、a2、a3，分析图像可知：
a1＝x2+x3；
a2＝Not a1 or x2；
a3＝0；
(5.2)得到第一扇区内开关时间与第一扇区两相静止坐标系αβ下的电压矢量Uα、Uβ的数学关系：将第一扇区的开关时间与矢量分量作用时间的关系和给定电压矢量与作用时间的关系相结合，得到开关时间关系式：
Figure FDA0003042959930000051
Figure FDA0003042959930000052
a3＝0。
式中，a1、a2、a3为基于驱动器拓扑结构的每相开关时间，Uα、Uβ为给定电压分解在两相静止坐标系αβ下得到的矢量分量，得到第一扇区的每相开关时间。
(5.3)得到所有扇区的每相开关时间：对不同扇区执行步骤5.1到5.2，得到所有扇区的每相开关时间。
4.根据权利要求1所述的基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法，其特征在于，步骤6所述根据调制结果，计算驱动器开关损耗，包括有如下步骤：
(6.1)在过调制区进行调制时，根据在给定电压矢量作用在一个扇区时，都有一个功率器件处于常通状态，根据SVPWM电压矢量图分析可知，在线性区调制的调制度M最大为1，在过调制区调制时，根据几何关系，当上述常通角度θ介于0至60°间，调制度M介于1至1.154之间；整个系统的开关损耗主要由驱动部分和斩波部分的功率器件和二极管带来,其中：
由功率器件造成的开关损耗P1：
Figure FDA0003042959930000053
其中，P1为驱动电路中MOSFET N管造成的开关损耗，u为施加在相应开关器件的电压，Isinwt为流过相应开关器件的电流，fΔt为功率器件开通或者关闭过程所需的时间的倒数，fPWM为PWM的频率，θ为常通区间的角度，0≤θ≤60°；
由二极管带来的开关损耗P2：
Figure FDA0003042959930000061
其中，P2为二极管带来的开关损耗，u sin wt为施加在相应开关器件的电压，I sin wt为流过相应开关器件的电流，fΔt为功率器件开通或者关闭过程所需的时间的倒数，fPWM为PWM的频率，θ为常通区间的角度，0≤θ≤60°。
在假定条件下，整个基于驱动器拓扑结构的开关损耗P为：
P＝P1+P2
经过SVPWM不含零矢量的三矢量合成的过调制区调制，得到整个驱动器拓扑结构的开关损耗，实现整个驱动器开关损耗的减小。
CN202110464438.5A 2021-04-28 2021-04-28 基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法 Active CN113054844B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110464438.5A CN113054844B (zh) 2021-04-28 2021-04-28 基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110464438.5A CN113054844B (zh) 2021-04-28 2021-04-28 基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113054844A true CN113054844A (zh) 2021-06-29
CN113054844B CN113054844B (zh) 2022-05-31

Family

ID=76517757

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110464438.5A Active CN113054844B (zh) 2021-04-28 2021-04-28 基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113054844B (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103532416A (zh) * 2013-11-01 2014-01-22 娄底市大丰和电动车辆有限公司 一种基于svpwm算法的车辆控制系统
CN108134533A (zh) * 2017-12-16 2018-06-08 西安翌飞核能装备股份有限公司 一种三相变流器的高效率空间矢量调制方法
CN110601638A (zh) * 2019-08-20 2019-12-20 上海大郡动力控制技术有限公司 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法
CN112436752A (zh) * 2020-11-02 2021-03-02 合肥工业大学 逆变器12扇区虚拟矢量过调制策略

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103532416A (zh) * 2013-11-01 2014-01-22 娄底市大丰和电动车辆有限公司 一种基于svpwm算法的车辆控制系统
CN108134533A (zh) * 2017-12-16 2018-06-08 西安翌飞核能装备股份有限公司 一种三相变流器的高效率空间矢量调制方法
CN110601638A (zh) * 2019-08-20 2019-12-20 上海大郡动力控制技术有限公司 用于电动汽车电机逆变器的pwm调制方法
CN112436752A (zh) * 2020-11-02 2021-03-02 合肥工业大学 逆变器12扇区虚拟矢量过调制策略

Also Published As

Publication number Publication date
CN113054844B (zh) 2022-05-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2015078367A1 (zh) 一种基于模块化多电平电压源型换流器的损耗确定方法
CN106936298B (zh) 一种半导体器件、控制方法以及变流器
CN109088559A (zh) 一种应用于混合型有源中点钳位式三电平变换器的调制方法
CN112737378B (zh) 级联h桥多电平变换器混合拓扑结构及其控制方法
CN106329975B (zh) 五电平变换装置
CN113394990A (zh) 一种三相升降压整流变换器及其控制方法
CN105245116A (zh) 一种减少双级矩阵变换器换流次数的载波调制方法
CN109412442B (zh) 一种适用于mmc的零共模调制方法
CN113507226B (zh) 一种三相整流变换器及其控制方法
CN113507224B (zh) 一种三相升降压整流变换器及控制方法
CN104038116A (zh) 采用功耗均衡式pwm调制的无刷直流电机控制方法
Jonnala et al. A modified multiband hysteresis controlled DTC of induction machine with 27-level asymmetrical CHB-MLI with NVC modulation
CN113054844B (zh) 基于驱动器拓扑结构的开关损耗减小方法
Cuzner et al. Current source rectifiers in discontinuous conduction modes of operation
Govindaraju et al. Performance improvement of multiphase multilevel inverter using hybrid carrier based space vector modulation
Chae et al. Carrier based PWM for three-phase three-switch buck-type rectifier in EV rapid charging system
Govindaraju et al. Power loss minimizing control of cascaded multilevel inverter with efficient hybrid carrier based space vector modulation
Anand et al. A Fifteen Level Cascaded H-Bridge Multilevel Inverter with Space Vector PWM Technique with Reduced Number of Switches
RU2414800C1 (ru) Способ скалярного управления (3×3)-фазным матричным преобразователем частоты
CN113224961B (zh) 基于周期性载波轮换的全控h桥变换器统一温度控制策略
Toshiyuki et al. Bidirectional DC-DC converter utilizing new loss reduction techniques for HV/PHV
Zhiqiang et al. Based on space-vector pulse-width modulated reversible rectifier
CN112803818B (zh) 基于并联驱动器拓扑结构的共模电压消除方法
CN113114032B (zh) 基于合成模式变化下的svpwm抑制共模电压方法
CN104753376B (zh) 一种用于三相三电平逆变换器电路的空间矢量调制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant