CN113054843A - 一种Boost电路及其控制方法和控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种Boost电路及其控制方法和控制器，属于电力电子领域。包括功率级电路、输出电压微分电路、电压采样电路和数字控制器。所述控制方法通过微分电路对Boost电路的输出电压进行信息转化，得到两个开关周期后的电压外推值。其中，利用电压外推值与输出电压参考值的差值及电容的电荷平衡算法，计算下一个开关周期中开关管的占空比，实现Boost电路的快速动态响应。本发明主要应用于工作于非连续导通模式的Boost电路，在保证基于电容的电荷平衡控制算法的优势下，显著提高了变换器的动态响应速度。本发明的应用可以提高电感电流断续时Boost电路的响应速度，还可同步应用于一些其他电力电子拓扑中。

Description

一种Boost电路及其控制方法和控制器

技术领域

本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种Boost电路及其控制方法和控制器。

背景技术

Boost电路由于结构简单、效率高和成本低等特点在中小功率非隔离应用场合作为前级DC/DC变换器。在Boost电路中，一般包括功率级电路和控制电路。对于功率级电路，其拓扑如图1所示。控制电路用于控制功率级开关管的状态，以调节输出电压，使输出电压等于参考电压。控制电路需要根据输出电压的状态，反馈控制功率级开关管的通断。

现有的Boost电路(升压式变换电路)大多采用电压模和峰值电流模的控制方式。这些控制方式属于线性控制，而开关模式功率转换器是非线性系统，因此传统的线性控制方式通常会降低其性能。相比之下，非线性控制策略在改善系统稳定性和优化瞬态响应方面具备巨大的潜力。为实现最佳控制，许多有建设性的控制策略已经被提出。例如通过参数估计，采用带有电流平衡技术的自适应开关控制策略来解决由于负载变化引起的非线性问题；在平衡输出电容的电荷的基础上，采用时间最优控制策略来提高响应速度。基于电容电荷平衡的控制算法，通过估算负载电流，可以减小负载变化带来的非线性影响。但存在以下缺点：在负荷估算时存在的固有延迟，限制了负载环路带宽，并降低了负载瞬态响应。因此，亟需提出一种新的技术方案来解决现有技术中存在的不足。

发明内容

针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种Boost电路及其控制方法和控制器，其目的在于通过采用电压外推的方式解决基于电容的电荷平衡算法中在负荷估算时存在的固有延迟问题。

为实现上述目的，按照本发明的第一方面，提供了一种Boost电路的控制方法，所述Boost电路工作于DCM模式，该方法包括以下步骤：

S1.获取当前开关周期内Boost电路中功率级电路的输出电压变化速率和当前开关周期开始时功率级电路的输出电压，采用外推法计算未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时功率级电路的输出电压；

S2.根据参考电压、输出电容和采用外推法得到的下个开关周期结束时功率级电路的输出电压，计算当前开关周期与下个开关周期期间输出电容共需注入总电荷Q_total＝C·(V_ref-V_ext)，与当前开关周期内对输出电容注入的电荷Q_ob做差值，得到下个开关周期内需要对输出电容注入的电荷Q_ref；

S3.根据下个开关周期内需要对输出电容注入的电荷Q_ref，计算下个开关周期功率级电路中开关管的占空比d[k+1]，计算公式如下：

S4.将d[k+1]与使Boost电路工作于DCM模式的最大占空比进行比较，确定下个开关周期开关管的最终占空比d＝min(d_max，d[k+1])；

S5.根据确定的占空比d产生相应的PWM信号，施加在功率级电路以控制开关管的通断；

其中，Q_total表示当前开关周期与下个开关周期期间输出电容共需注入总电荷，C表示功率级电路中输出电容，V_ref表示参考电压，V_ext表示下个开关周期结束时功率级电路的输出电压，L表示功率级电路中电感值，V_out，V_in分别表示功率级电路的输出电压和输入电压，T表示开关周期。

优选地，未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时功率级电路的输出电压V_ext计算公式如下：

V_ext＝V_o+2T·S_v

其中，V_o表示当前开关周期开始时功率级电路的输出电压，S_v表示当前开关周期内Boost电路中功率级电路的输出电压变化速率。

优选地，步骤S2中，当前开关周期内对输出电容注入的电荷q_ob的计算式为：

其中，d[k]表示当前开关周期占空比。

为实现上述目的，按照本发明的第二方面，提供了一种Boost电路的控制器，所述Boost电路工作于DCM模式，所述控制器包括：

获取模块，用于获取当前开关周期内Boost电路中功率级电路的输出电压变化速率和当前开关周期开始时功率级电路的输出电压和输入电压，传递给控制模块；

控制模块，用于采用外推法计算未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时功率级电路的输出电压；根据参考电压、输出电容和采用外推法得到的下个开关周期结束时功率级电路的输出电压，计算当前开关周期与下个开关周期期间输出电容共需注入总电荷q_total＝C·(V_ref-V_ext)，与当前开关周期内对输出电容注入的电荷q_ob做差值，得到下个开关周期内需要对输出电容注入的电荷Q_ref；根据下个开关周期内需要对输出电容注入的电荷Q_ref，计算下个开关周期功率级电路中开关管的占空比d[k+1]，计算公式如下：

将d[k+1]与使Boost电路工作于DCM模式的最大占空比进行比较，确定下个开关周期开关管的最终占空比d＝mi(d_max，d[k+1])；根据确定的占空比d产生相应的PWM信号，传递给功率级电路以控制开关管的通断；

其中，Q_total表示当前开关周期与下个开关周期期间输出电容共需注入总电荷，C表示功率级电路中输出电容，V_ref表示参考电压，V_ext表示下个开关周期结束时功率级电路的输出电压，L表示功率级电路中电感值，V_out，V_in分别表示功率级电路的输出电压和输入电压，T表示开关周期。

优选地，所述控制模块通过以下公式计算未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时功率级电路的输出电压：

V_ext＝V_o+2T·S_v

其中，V_o表示当前开关周期开始时功率级电路的输出电压，S_v表示当前开关周期内Boost电路中功率级电路的输出电压变化速率。

优选地，所述获取模块包括电容C₁、电阻R₁、电容C_f、电阻R₂和运算放大器；

电容C₁和电阻R₁串联在Boost电路中功率级电路的输出端和运算放大器的反相输入端之间；

电容C_f和电阻R₂并联于运算放大器的反相输入端与运算放大器输出端之间；

运算放大器的同相输入端接一个直流偏置电压V_bias；

其中，电容C₁、电阻R₁、电容C_f、电阻R₂满足以下限定：

V_bias＞R₂C₁S_v

其中，＜＜表示远小于。

优选地，所述控制模块通过以下公式计算S_v：

其中，V_diff表示运算放大器输出电压。

优选地，所述控制模块通过以下公式计算当前开关周期内对输出电容注入的电荷Q_ob：

其中，d[k]表示当前开关周期占空比。

为实现上述目的，按照本发明的第三方面，提供了一种Boost电路，所述Boost电路工作于DCM模式，其包括如第二方面所述的控制器和功率级电路。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：

本发明将输出电压变化速率引入Boost电路的环路控制，根据输出电压变化速率通过电压外推的方法计算得出下个控制周期PWM信号占空比d，输出电压变化的速率为超前量，可以根据输出电压变化的速率对负载瞬态变化时下个开关周期的输出电压进行预估，改善负载估计固有的延迟，从而提高负载环路带宽，改善Boost电路负载瞬态响应性能。

附图说明

图1是现有技术Boost电路功率级电路拓扑图；

图2是本发明提供的Boost电路控制框图；

图3是本发明提供的输出电压微分电路的电路结构图；

图4是本发明提供的控制算法的流程图；

图5是本发明提供的输出电压外推法计算示意图；

图6是本发明所述实施例的实验中输出电压和输出电流在负载跳变时的波形图，(a)为采用PI算法在负载跳变时的响应波形；(b)为采用电荷平衡算法在负载跳变时的响应波形；(c)为采用本发明的算法在负载跳变时的响应波形。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

如图2所示，本发明的发明构思如下：通过微分电路对Boost电路的输出电压进行信息转化，得到未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时的电压外推值。由外推电压、参考电压和输出电容可以得到在两个开关周期内使输出电压到达参考电压功率级电路输出电容所需要注入的总电荷值Q_total；通过计算在当前开关周期注入的电荷值Q_ob，即可得到在下个开关周期需要注入的电荷Q_ref，再根据所得电荷数计算得到下个开关周期开关管的占空比；该方法应用于工作于非连续导通模式(DCM)的Boost电路，在保证基于电容的电荷平衡控制算法的优势下，提高电感电流断续时Boost电路的响应速度，还可同步应用于一些其他电力电子拓扑中。

本发明基于上述控制方法，提出一种工作于断续导通模式(DCM)的Boost电路。在基于电容的电荷平衡算法的电路基础上，为实现输出电压外推，还应包括微分电路。所述输出电压微分电路如图3所示。V_bias为直流偏置电压。基本的微分电路缺乏高频抑制能力。因此，需要在基本微分电路中添加R₁和C_f以获得所需要的环路带宽。电容C₁、电阻R₁、电容C_f、电阻R₂需要满足以下限定：

V_bias＞R₂C₁S_v

一般取R₁＝0.1R₂，C_f＝0.1C₁。

本发明所提供的一种基于电荷平衡算法的采用电压外推方式的Boost控制器及其控制方法，包括功率级电路，输出电压微分电路，电压采样模块和数字控制器。

所述功率级电路将直流输入电压升高给出输出电压和输出电压变化速率信号。

所述输出电压微分电路，实时检测输出电压的变化速率，并将其转化为电压信号。

所述电压采样模块将Boost电路输入电压，输出电压和微分电路输出电压转化为数字信号，并将采样信号传递给数字控制器。

所述数字控制器通过微分电路对Boost电路的输出电压进行信息转化，得到两个开关周期后的电压外推值，利用电压外推值与输出电压参考值的差值及电容的电荷平衡算法，计算下一个开关周期中开关管的占空比d。其后，数字控制器根据占空比d生成相应的PWM波，控制开关管的通断。

本发明所述的控制算法流程图如图4所示，包含以下步骤：

(1)输入电压和输出电压经过分压采样后输入到数字控制芯片中，数字控制芯片通过分压比例计算得到V_in和V_out。同时，输出电压通过输出电压微分电路产生与输出电压变化速率相关的电压信号V_diff。

(2)在数字控制芯片中，根据输出电压微分电路的输出电压计算得出输出电压变化速率S_v。采用图3所示的微分电路时，输出电压变化速率与微分电路输出电压关系如图5所示为

在运放采用单电源供电方式时，V_bias为直流偏置电压。基本的微分电路缺乏高频抑制能力。因此，需要在基本微分电路中添加R₁和C_f以获得所需要的环路带宽。根据输出电压变化速率和V_ext＝V_o+2TS_v对输出电压外推，得到外推电压V_ext。其中，T为Boost电路的开关周期，V_o为当前开关周期检测到的输出电压，V_ext为外推电压。

(3)根据图4所示控制算法流程图，在数字控制芯片中利用上述数据进行相关计算，具体为：

根据Q_total＝C(V_ref-V_ext)得到使输出电压在下个开关周期结束时等于参考电压V_ref所需要的注入的总电荷量Q_total。

再根据

计算本开关周期观测到的注入电荷。其中，d[k]为本控制周期内占空比，L为Boost电路电感值。

其后根据电荷平衡计算在下个开关周期需要注入的电荷量Q_ref，其中，Q_ref＝Q_total-Q_ob。再根据

得到下一个周期的占空比为

Boost电路工作于DCM模式的最大占空比d_max为

由于本控制算法适用于DCM模式，因此需要在将计算得到的占空比与d_max比较后取其中小的那个值作为下个开关周期的占空比信号d＝min(d_max，d[k+1])。

(4)根据计算所得的占空比产生相应的PWM信号，以此来控制Boost电路开关管的通断。

本发明主要应用于对DCM模式下Boost电路进行控制，在保证基于电容的电荷平衡控制算法的优势下显著提高了变换器的响应速度。本发明是对基于电容的电荷平衡控制算法的改进，从而提出了一种采用电压外推方式对于Boost电路的控制方法。

为验证本发明的有效性，对本发明提出Boost电路的控制方法进行实验验证。试验条件为输入电压24V，目标输出电压为48V。实验结果如图6所示。(a)为采用PI算法在负载跳变时的响应；(b)为采用电荷平衡算法在负载跳变时的响应；(c)为采用本发明所提出的算法时的响应。在实验中，Boost电路的负载从100Ω跳变为200Ω。从实验图可以看出，采用PI算法时负载跳变的动态响应时间约为200us，采用电荷平衡算法时负载跳变的响应时间约为70us，而采用本发明的控制算法在负载跳变时响应时间非常短。由此可以验证，本发明所述的控制算法相比于PI算法和电荷平衡控制算法对于Boost电路在DCM模式下的工作性能有很大的提高。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种Boost电路的控制方法，其特征在于，所述Boost电路工作于DCM模式，该方法包括以下步骤：

S1.获取当前开关周期内Boost电路中功率级电路的输出电压变化速率和当前开关周期开始时功率级电路的输出电压，采用外推法计算未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时功率级电路的输出电压；

S2.根据参考电压、输出电容和采用外推法得到的下个开关周期结束时功率级电路的输出电压，计算当前开关周期与下个开关周期期间输出电容共需注入总电荷Q_total＝C·(V_ref-V_ext)，与当前开关周期内对输出电容注入的电荷Q_ob做差值，得到下个开关周期内需要对输出电容注入的电荷Q_ref；

S3.根据下个开关周期内需要对输出电容注入的电荷Q_ref，计算下个开关周期功率级电路中开关管的占空比d[k+1]，计算公式如下：

S4.将d[k+1]与使Boost电路工作于DCM模式的最大占空比进行比较，确定下个开关周期开关管的最终占空比d＝min(d_max，d[k+1])；

S5.根据确定的占空比d产生相应的PWM信号，施加在功率级电路以控制开关管的通断；

其中，Q_total表示当前开关周期与下个开关周期期间输出电容共需注入总电荷，C表示功率级电路中输出电容，V_ref表示参考电压，V_ext表示下个开关周期结束时功率级电路的输出电压，L表示功率级电路中电感值，V_out，V_in分别表示功率级电路的输出电压和输入电压，T表示开关周期。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤S1中，未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时功率级电路的输出电压V_ext计算公式如下：

V_ext＝V_o+2T·S_v

其中，V_o表示当前开关周期开始时功率级电路的输出电压，S_v表示当前开关周期内Boost电路中功率级电路的输出电压变化速率。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，步骤S2中，当前开关周期内对输出电容注入的电荷Q_ob的计算式为：

其中，d[k]表示当前开关周期占空比。

4.一种Boost电路的控制器，其特征在于，所述Boost电路工作于DCM模式，所述控制器包括：

获取模块，用于获取当前开关周期内Boost电路中功率级电路的输出电压变化速率和当前开关周期开始时功率级电路的输出电压和输入电压，传递给控制模块；

控制模块，用于采用外推法计算未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时功率级电路的输出电压；根据参考电压、输出电容和采用外推法得到的下个开关周期结束时功率级电路的输出电压，计算当前开关周期与下个开关周期期间输出电容共需注入总电荷Q_total＝C·(V_ref-V_ext)，与当前开关周期内对输出电容注入的电荷Q_ob做差值，得到下个开关周期内需要对输出电容注入的电荷Q_ref；根据下个开关周期内需要对输出电容注入的电荷Q_ref，计算下个开关周期功率级电路中开关管的占空比d[k+1]，计算公式如下：

将d[k+1]与使Boost电路工作于DCM模式的最大占空比进行比较，确定下个开关周期开关管的最终占空比d＝min(d_max，d[k+1])；根据确定的占空比d产生相应的PWM信号，传递给功率级电路以控制开关管的通断；

其中，Q_total表示当前开关周期与下个开关周期期间输出电容共需注入总电荷，C表示功率级电路中输出电容，V_ref表示参考电压，V_ext表示下个开关周期结束时功率级电路的输出电压，L表示功率级电路中电感值，V_out，V_in分别表示功率级电路的输出电压和输入电压，T表示开关周期。

5.如权利要求4所述的控制器，其特征在于，所述控制模块通过以下公式计算未对功率级电路中输出电容注入电荷时下个开关周期结束时功率级电路的输出电压：

V_ext＝V_o+2T·S_v

其中，V_o表示当前开关周期开始时功率级电路的输出电压，S_v表示当前开关周期内Boost电路中功率级电路的输出电压变化速率。

6.如权利要求4所述的控制器，其特征在于，所述获取模块包括电容C₁、电阻R₁、电容C_f、电阻R₂和运算放大器；

电容C₁和电阻R₁串联在Boost电路中功率级电路的输出端和运算放大器的反相输入端之间；

电容C_f和电阻R₂并联于运算放大器的反相输入端与运算放大器输出端之间；

运算放大器的同相输入端接一个直流偏置电压V_bias；

其中，电容C₁、电阻R₁、电容C_f、电阻R₂满足以下限定：

V_bias>R₂C₁S_v

其中，＜＜表示远小于。

7.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，所述控制模块通过以下公式计算S_v：

其中，V_diff表示运算放大器输出电压。

8.如权利要求4至7任一项所述的控制器，其特征在于，所述控制模块通过以下公式计算当前开关周期内对输出电容注入的电荷Q_ob：

其中，d[k]表示当前开关周期占空比。

9.一种Boost电路，其特征在于，所述Boost电路工作于DCM模式，其包括如权利要求4至8任一项所述的控制器和功率级电路。

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