CN113036764A - 一种基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法 - Google Patents

Abstract

一种基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，属于孤岛定频微电网的运行控制领域。其特征在于：包括如下步骤：步骤a，判断是否发生定时中断；步骤b，进行过流过压过温保护检测；步骤c，判断是否发生外部中断；步骤d，参考旋转相角置零；步骤e，计算参考旋转向量；步骤f，测量电压电流；步骤g，I‑U下垂及虚拟谐波电阻生成电流指令；步骤h，基于PI的电流跟踪控制；步骤i，有源阻尼生成高频电压谐振抑制信号；步骤j，生成逆变器脉冲调制信号；步骤k，定时器清零，重启后返回步骤b。在本基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法中，引入虚拟谐波电阻，根据所设谐波电阻的大小生成谐波电流控制指令，达到抑制电压畸变及谐波均流的目的。

Description

一种基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法

技术领域

一种基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，属于孤岛定频微电网的运行控制技术领域。

背景技术

微电网(简称“微网”)是解决分布式可再生能源规模化发展与应用的有效手段。目前，孤岛运行微电网主要采用主从控制方法以及功率-频率下垂控制方法。前者对主控电源容量比例要求高；后者控制方法复杂，且存在频率稳定问题。为此，学者们提出利用卫星授时秒脉冲信号(1pulse per second，1PPS)作为逆变器的同步信号，使微网运行于固定频率，各逆变器在同一旋转参考系下进行调控的定频控制方案。

目前，定频控制方案采用的下垂控制可分为以下三种：有功-相角(P-δ)/无功-电压(Q-V)下垂控制(以下简称P-δ/Q-V控制)、电压-电流(U-I)下垂控制(以下简称U-I下垂控制)及电流-电压(I-U)下垂控制(以下简称I-U下垂控制)。P-δ/Q-V控制及U-I下垂控制将逆变器控制为电压源，能对系统中的电压波形质量起到较好的支撑作用。不同的是后者在旋转坐标系下针对电压电流的dq轴分量独立进行下垂调节，避免了复杂的功率测算，提高了响应速度及稳定性。但是，由于微网运行环境的复杂多变及电源间线路阻抗的差异，使得上述两种下垂控制方法在应用中存在环流问题，不利于电源间功率的合理均分。I-U下垂控制将逆变器控制为电流源，使微网中各逆变器输出频率固定且相角一致幅值可调的电流信号，达到抑制电源间环流的目的。

I-U下垂控制的基本原理为以卫星授时秒脉冲(1PPS)信号为参考基准控制各逆变器输出频率固定相角一致的电流信号。首先，采用I-U下垂控制的逆变器需要利用卫星授时1PPS信号为逆变器测控提供一个相量参考基准(1PPS信号上升沿作为零相位参考基准)，然后测量输出电压工频分量的幅值，并依据I-U下垂曲线计算出电流幅值指令，依据电流幅值指令生成一个相位相对于1PPS信号为零的工频电流信号指令。最后，逆变器利用电流控制环实现对电流控制指令快速精确跟踪。其应用于双端系统时的原理如图10所示。由于逆变器直接控制电流的输出，且电流频率固定相位一致，因此可以有效抑制电源间的环流，并极大的简化逆变器控制策略的设计。

I-U下垂控制根据逆变器输出电压给出输出电流控制指令，因此采用该下垂控制方法的逆变器可以等效为并联输出阻抗Z_o的受控电流源i_ref，如图11所示。图中，i_h代表系统中非线性不平衡负荷产生的谐波电流，Z_Load为系统中的线性负荷。I-U下垂控制采用单电流控制环作为逆变器控制内环，使得逆变器输出阻抗Z_o在谐波频域表现为高阻抗，Z_o的高阻抗特性会使得谐波电流i_h在其上产生明显的谐波压降u_oh，进而引起电压畸变。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供一种引入虚拟谐波电阻，虚拟谐波电阻利用高通滤波器提取输出电压上的高频信号，根据所设置谐波电阻的大小计算除谐波电流控制指令，并叠加在原有工频电流指令上，达到抑制电压畸变及谐波电流均流目的的基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：该基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，包括逆变器以及逆变器的DSP控制器，DSP控制器从逆变器的主电路获取三相电感电流i_fa、i_fb、i_fc，三相输出电压u_a、u_b、u_c，三相电容电流i_ca、i_cb、i_cc，同时从卫星获取1PPS的秒脉冲信号；其特征在于：包括如下步骤：

步骤a，开始，DSP控制器判断是否发生定时中断，如果发生定时中断，执行步骤c，如果未发生定时中断，执行步骤b；

步骤b，在未发生定时中断时，对逆变器进行过流过压保护并对变压器的工作温度进行检测，并返回步骤a；

步骤c，DSP控制器判断是否发生外部中断，如果发生外部中断，依次执行步骤d～步骤e，如果未发生定时中断，执行步骤e；

步骤d，外部中断触发之后，DSP控制器将参考相角置零；

步骤e，定时中断按照预定的中断频率触发后，DSP控制器计算参考旋转相角；

步骤f，DSP控制器根据采集到的电流值和电压值以参考相角为基准计算出电流向量和电压向量；

步骤g，I-U下垂依据步骤f测量工频电压幅值给工频电流控制指令，虚拟谐波电阻从步骤f采集的电压U中提取高频谐波信号并依据虚拟谐波电阻R_vh计算出谐波电流控制指令，DSP控制器将工频电流指令与谐波电流指令叠加构成实际逆变器输出电流控制指令；

步骤h，在DSP控制器中设置有电流控制环，电流控制环跟踪步骤g中生成的电流控制指令，并生成PWM所需的调制信号；

步骤i，DSP控制器进行有源阻尼控制，在有电流环得到调制信号上叠加一个依据电容电流计算得到电压抑制信号，生成一个新的电压调制信号；

步骤j，DSP控制器生成逆变器的脉冲调制信号；

步骤k，定时器清零，重启后返回步骤b。

优选的，在步骤g中，所述的工频电流指令i_ref为依据参考相角ωt生成的正弦电流，其幅值I_m大小由I-U下垂曲线根据工频电压幅值U_m计算得出，具体表达式如下：

I_m＝I₀-rU_m

i_ref＝I_m sin(ωt)

其中：I₀为参考电流，r为下垂系数。

优选的，在步骤g中，所述的谐波电流指令由虚拟谐波电阻依据输出电压的谐波分量计算出其具体表达式为：

其中：i_h为谐波电流控制指令，U_i为i次谐波电压的幅值，ω_i为i次谐波电压的角频率，

为i次谐波电压的初相角。

优选的，在步骤i中，所述电压调制信号的表达式为：

式中，

为叠加了阻尼信号的电压调制信号，i_c为电容电流，R_c为有源阻尼控制的阻尼系数。

优选的，在步骤h中，所述的电流控制环由PI控制器构成，并采用增量式PI控制算法，其表达式为：

u_k＝u_k-1+k_p(e_k-e_k-1)+k_iTe_k

式中，e_k为第k个定时中断下计算得到的电流指令信号与电流测量信号的差，i_k ^*及i_fk分别为第k个定时中断产生的电流控制指令及测量得到的电流信号，u_k为第k个计时中断产生的电压调制信号，T定时中断的间隔时间，k_p及k_i分别为比例积分系数。

优选的，在步骤e中，所述定时中断的中断频率为10～20kHz。

优选的，在步骤g中，所述虚拟谐波电阻R_vh的谐振频率的表达式为：

式中，f为系统谐振频率，k_p为比例积分系数，C表示滤波电容，L为滤波电感。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果是：

在本基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法中，引入虚拟谐波电阻，虚拟谐波电阻利用高通滤波器提取输出电压上的高频信号，根据所设置谐波电阻的大小计算除谐波电流控制指令，并叠加在原有工频电流指令上，达到抑制电压畸变及谐波电流均流的目的。

基于有源阻尼控制实现对虚拟谐波电阻引起的谐振问题的抑制。虚拟谐波电阻控制受到逆变器控制内环带宽的限制会在1kHz以上的高频域表现出电感特性，这一特性与逆变器的滤波电容相互耦合进而产生高频谐振，破坏系统的稳定运行。为此，引入基于电容电流反馈构成有源阻尼控制，使其在滤波电容与虚拟谐波电阻中形成高频阻尼，抑制谐振的产生。

附图说明

图1为基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法流程图。

图2为逆变器主电路拓扑示意图。

图3为逆变器控制器控制思路原理图。

图4为卫星授时信号触发的参考相角计数过程示意图。

图5为基于虚拟谐波电阻的I-U下垂控制原理图。

图6为虚拟谐波电阻等效电路图。

图7为虚拟谐波电阻均流原理图。

图8为逆变器闭环传递函数框图。

图9为不同阻尼系数下包含虚拟谐波电阻的逆变器输出阻抗特性曲线图。

图10为现有技术逆变器双端系统时的原理图。

图11为现有技术I-U下垂控制的等效电路。

具体实施方式

图1～9是本发明的最佳实施例，下面结合附图1～9对本发明做进一步说明。

如图1所示，一种基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法(以下简称控制方法)，包括如下步骤：

步骤1001，开始；

由逆变器的DSP控制器(以下简称DSP)执行基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法。

如图2所示，逆变器主电路部分采用主流的双电平三相全桥逆变电路，并在逆变器输出侧采用LC型滤波器滤除逆变器产生的开关噪音。逆变器控制电路的主控芯片可选用TI公司TMS320F377型DSP，也可用TMS320F335等主频不低于100MHz的DSP代替。DSP选用10PPM精度等级、100MHz的高精度晶振产生基准时钟；为提高DSP自身授时精度，DSP关闭PLL模式，其CPU采用晶振原始时钟。

结合图3，DSP需要从主电路获取三相电感电流i_fa、i_fb、i_fc，三相输出电压u_a、u_b、u_c，三相电容电流i_ca、i_cb、i_cc，同时从卫星获取1PPS应生成电压电流信号测量的相位参考基准。

步骤1002，是否发生定时中断；

DSP判断是否发生定时中断，如果发生定时中断，执行步骤1004，如果未发生定时中断，执行步骤1003。

定时中断即逆变器采样间隔及开关管动作频率，设置为10～20kHz。

步骤1003，过压过流保护及温度监测；

在未发生定时中断时，实时对逆变器进行过流过压保护并对变压器的工作温度进行检测，并返回步骤1002。

步骤1004，是否发生外部中断；

DSP判断是否发生外部中断，如果发生外部中断，依次执行步骤1005～步骤1006，如果未发生定时中断，执行步骤1006。

步骤1005，参考旋转相角置零；

在本控制方法中，外部中断由卫星授时1PPS信号触发，当外部中断触发之后，DSP将参考相角置零。

步骤1006，计算参考选转向量；

如图4所示，DSP控制器按照设置的频率产生定时中断，频率以如20kHz为例：进入中断后，DSP会对参考相角ωt进行自增计算，每次增加的角度为360°*50/20000。当参考相角计数到达360°时自动规律，该过程重复50个周波即为1s的时间。由于DSP产生定时中断所依赖的晶振本身具有误差，因此上述过程在没有外部矫正的情况下最终会产生严重的偏差。因此卫星授时1PPS信号作为外部统一的校时参考信号，会以1Hz的频率不断对ωt经行校时，具体的校时方法为：DSP捕捉到1PPS信号上升沿触发外部中断将ωt强制归零并重新计数。

步骤1007，测量电压电流向量；

DSP根据采集到的电流值和电压值测量电流向量和电压向量。

步骤1008，I-U下垂及虚拟电阻生成电流指令；

结合图5，电流控制指令由工频信号及谐波信号两部分组成。I-U下垂依据输出工频电压幅值给工频电流控制指令，虚拟谐波电阻从输出电压U中提取高频谐波信号并依据虚拟谐波电阻R_vh计算出谐波电流指令，工频电流指令与谐波电流指令叠加构成实际逆变器输出电流控制指令。工频电流指令i_ref为依据参考相角ωt生成的正弦电流，其幅值I_m大小由I-U下垂曲线根据工频电压幅值U_m计算得出，具体表达式如下：

I_m＝I₀-rU_m

i_ref＝I_m sin(ωt)

其中：I₀为参考电流，r为下垂系数。

该下垂曲线决定了逆变器稳态的输出特性，可实现逆变器间的功率均分。谐波电流指令由虚拟谐波电阻依据输出电压的谐波分量计算出其具体表达式如下：

其中：i_h为谐波电流控制指令，U_i为i次谐波电压的幅值，ω_i为i次谐波电压的角频率，

为i次谐波电压的初相角。

最后，实际电流控制指令：i^*＝i_h+i_ref。

虚拟谐波电阻的引入会与电流控制环发生耦合作用并引起高频电压谐振，因此引入基于电容电流反馈的有源阻尼控制，用以抑制虚拟谐波电阻引起的谐振问题。

步骤1009，基于PI的电流跟踪控制；

在DSP控制器中设置有电流控制环，电流控制环的作用为快速跟踪步骤1008中生成的电流控制指令，并生成PWM所需的调制信号。电流控制环由PI控制器构成，由于DSP内部储存及计算资源有限，因此选用增量式PI控制算法，其表达式为：

u_k＝u_k-1+k_p(e_k-e_k-1)+k_iTe_k

式中，e_k为第k个定时中断下计算得到的电流指令信号与电流测量反馈信号的差，i_k ^*及i_fk分别为第k个定时中断产生的电流控制指令及测量得到的电流信号，u_k为第k个计时中断产生的电压调制信号，T定时中断的间隔时间，k_p及k_i分别为比例积分系数。

步骤1010，有源阻尼控制；

DSP在进行有源阻尼控制时，是在有电流环得到调制信号上依据电容电流叠加一个电压抑制信号，然后生成一个新的电压调制信号，其表达式为：

式中，

为叠加了阻尼信号的电压调制信号，i_c为电容电流，R_c为有源阻尼控制的阻尼系数。

步骤1011，生成逆变器脉冲调制信号；

DSP生成逆变器的脉冲调制信号。

步骤1012，定时器清零并重启；

定时器清零重启后返回步骤1002。

具体工作过程及工作原理如下：

在本控制方法中，由主程序、一个定时中断程序和一个外部中断程序组成。其中主程序功能为完成DSP控制器内部系统及各种外设的初始化，并进行过压过流过温的判断及保护动作；定时中断即逆变器采样间隔及开关管动作频率，通常设置为10～20kHz，其功能为：首先，每次进入中断完成参考旋转相量的自增，然后进行电压电流指令的采样并依据所采集的信号参与到I-U下垂计算及虚拟谐波电阻计算，生成电流控制指令，最后由电流控制环依据电流控制指令生成逆变器的三相调制信号。外部中断由卫星授时1PPS信号触发，用以将参考相角置零，实现相量测量基准的同步。

在进行虚拟谐波电阻的计算时，图6为引入虚拟谐波电阻后I-U下垂的逆变器等效电路。其中，虚拟谐波电阻依据谐波电压计算出向系统注入的谐波电流i_oh，因此可视为受控谐波电流源，I-U控制工频电流指令i_ref因此也可视为受控电流源。此时逆变器上谐波电压u_oh为：

u_oh＝Z_o(i_oh+i_ih)

假设逆变器可以完整的提取电压谐波信号。逆变器依据谐波电压u_oh通过虚拟谐波电阻R_vh计算出应输出的谐波电流i_oh，从而达到抑制i_ih引起电压畸变的目的，因此i_oh的表达式为：

联立以上两式可得引入虚拟谐波电阻后u_oh与i_ih的关系：

该式表明，虚拟谐波电阻R_vh与原有逆变器输出阻抗Z_o实质上为并联关系，因此其具备重塑逆变器输出阻抗的能力。

由于R_vh<<Z_o，因此可视引入虚拟谐波电阻后的逆变器输出阻抗为R_vh，如图7所示；为简化分析，忽略线性负荷Z_Load的影响，将非线性不平衡负荷视为谐波电流源i_h；Z₁、Z₂为逆变器到并网点的线路阻抗。推得逆变器间谐波电流均流关系为：

该式表明，当R_vh远大于线路阻抗时，各逆变器可根据R_vh的大小按比例均分谐波电流。由于R_vh过大会降低逆变器的电压谐波抑制效果，因此该方法应用于靠近负荷的并联逆变器中，可以有效的兼顾抑制电压畸变及合理均分谐波电流。

谐振频率与控制参数密切相关，因此可通过优化参数设计降低谐振频率。根据图8所示的逆变器控制内环传递函数框图，可以得到逆变器输出特性为：

其中：

Y_vh(s)为虚拟谐波电阻传递函数，ω₀为一阶高通滤波器截止角频率；G_pi(s)为电流控制环PI控制器的传递函数，k_p、k_i分别为比例及积分系数。

依据上式整理得逆变器的输出特性为：

其中，Z_oh(s)即为逆变器输出阻抗，反映了逆变器抗干扰能力；G_c(s)为电流闭环传递函数，反映了电流环对电流指令跟踪特性。Z_oh为包含虚拟谐波电阻的逆变器输出阻抗，反映了电压谐波抑制能力。图9为不同的R_c参数下Z_oh(s)的频率响应。其余参数为L＝0.5mH，C＝20uF，R_vh＝0.5，ω₀＝100rad/s，k_p＝0.3，k_i＝10。

图9表明引入虚拟谐波电阻后，逆变器输出阻抗在10～1000Hz变现为U型曲线，可以很好的抑制相应频段内谐波电流引起的电压畸变。1kHz以上频域输出阻抗呈现出谐振尖峰，而随着阻尼系数R_c的增加，谐振尖峰被逐步抑制，说明虚拟谐波电阻会引起高频谐振问题，且可以被有源阻尼有效抑制。

需要说明的是，虚拟谐波电阻的电压谐波抑制效果主要聚焦于1kHz以下频域，而虚拟谐波电阻引起的谐振容易放大1kHz上的高次电压谐波放大。因此，对于谐振需要采取额外的抑制策略。

由于高通滤波器的截止频率ω₀对谐振频率影响不大，因此将Z_oh(s)特征方程中含ω₀的项及0根剔除，得到Z_oh(s)的特征方程为：

滤波电容C通常小于100uF，因此上式中一次项系数Ck_i可忽略不计，进一步化简整理有：

上式作为一元三次方程难以由求根公式解出共轭根的解析解。为此，依据自控原理获得含一个实根及一对共轭跟的特征方程展开形式为：

其中，λ为实根；ζ为阻尼比；ω_n为谐振角频率，其决定了系统谐振频率。对比上述公式中一次项系数，可知：

欠阻尼条件下，上式解的形式为：

上式代入特征根s₁＝-33，s_2,3＝-333±12245j可得，λ＝-33，ζ≈0.03，ω_n≈11978rad/s，由于2λζ<<ω_n，因此，该式可近似为：

式中，f为系统谐振频率。根据仿真及实验数据总结发现，逆变器参数设计时，只需保证计算出的谐振频率小于1/6开关频率，即可消减谐振影响。

虚拟谐波电阻引起谐振的实质为其在高频域表现出的电感特性与滤波电容发生并联谐振。对此，通常采用在谐振回路中串接电阻等无源阻尼措施来抑制谐振，但会带来散热及额外功率损耗的问题。因此，本发明采取了基于电容电流反馈的有源阻尼控制策略，来抑制谐振的产生。有源阻尼保留了无源阻尼的抑制效果，避免了额外的功率损耗。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (7)

1.一种基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，包括逆变器以及逆变器的DSP控制器，DSP控制器从逆变器的主电路获取三相电感电流i_fa、i_fb、i_fc，三相输出电压u_a、u_b、u_c，三相电容电流i_ca、i_cb、i_cc，同时从卫星获取1PPS的秒脉冲信号；其特征在于：包括如下步骤：

步骤a，开始，DSP控制器判断是否发生定时中断，如果发生定时中断，执行步骤c，如果未发生定时中断，执行步骤b；

步骤b，在未发生定时中断时，对逆变器进行过流过压保护并对变压器的工作温度进行检测，并返回步骤a；

步骤c，DSP控制器判断是否发生外部中断，如果发生外部中断，依次执行步骤d～步骤e，如果未发生定时中断，执行步骤e；

步骤d，外部中断触发之后，DSP控制器将参考相角置零；

步骤e，定时中断按照预定的中断频率触发后，DSP控制器计算参考旋转相角；

步骤f，DSP控制器根据采集到的电流值和电压值以参考相角为基准计算出电流向量和电压向量；

步骤g，I-U下垂依据步骤f采集到的工频电压幅值给工频电流控制指令，虚拟谐波电阻从步骤f采集到的电压U中提取高频谐波信号并依据虚拟谐波电阻R_vh计算出谐波电流控制指令，DSP控制器将工频电流指令与谐波电流指令叠加构成实际逆变器输出电流控制指令；

步骤h，在DSP控制器中设置有电流控制环，电流控制环跟踪步骤g中生成的电流控制指令，并生成PWM所需的调制信号；

步骤i，DSP控制器进行有源阻尼控制，在由电流环得到调制信号上叠加依据电容电流计算得到的电压抑制信号，生成一个新的电压调制信号；

步骤j，DSP控制器生成逆变器的脉冲调制信号；

步骤k，定时器清零，重启后返回步骤b。

2.根据权利要求1所述的基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，其特征在于：在步骤g中，所述的工频电流指令i_ref为依据参考相角ωt生成的正弦电流，其幅值I_m大小由I-U下垂曲线根据工频电压幅值U_m计算得出，具体表达式如下：

I_m＝I₀-rU_m

i_ref＝I_msin(ωt)

其中：I₀为参考电流，r为下垂系数。

3.根据权利要求1所述的基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，其特征在于：在步骤g中，所述的谐波电流指令由虚拟谐波电阻依据测量的输出电压的谐波分量计算出，其具体表达式为：

其中：i_h为谐波电流控制指令，U_i为i次谐波电压的幅值，ω_i为i次谐波电压的角频率，

为i次谐波电压的初相角。

4.根据权利要求1所述的基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，其特征在于：在步骤i中，所述电压调制信号的表达式为：

式中，

为叠加了阻尼信号的电压调制信号，i_c为电容电流，R_c为有源阻尼控制的阻尼系数。

5.根据权利要求1所述的基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，其特征在于：在步骤h中，所述的电流控制环由PI控制器构成，并采用增量式PI控制算法，其表达式为：

u_k＝u_k-1+k_p(e_k-e_k-1)+k_iTe_k

式中，e_k为第k个定时中断下计算得到的电流指令信号与电流测量信号的差，i_k ^*及i_fk分别为第k个定时中断产生的电流控制指令及测量得到的电流信号，u_k为第k个计时中断产生的电压调制信号，T定时中断的间隔时间，k_p及k_i分别为比例积分系数。

6.根据权利要求1所述的基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，其特征在于：在步骤e中，所述定时中断的中断频率为10～20kHz。

7.根据权利要求1所述的基于虚拟谐波电阻的同步定频电流控制方法，其特征在于：在步骤g中，所述虚拟谐波电阻R_vh的谐振频率的表达式为：

式中，f为系统谐振频率，k_p为比例积分系数，C表示滤波电容，L为滤波电感。

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