CN112994448A - 控制器、包括该控制器的电流模式开关调节器和调整方法 - Google Patents

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托马斯·卢克斯
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Abstract

提供了一种控制器、包括该控制器的电流模式开关调节器和调整方法，其中，可以基于接通时间和关断时间来修改高电流阈值和低电流阈值，接通时间和关断时间基于对负载电流达到高电流阈值或低电流阈值的检测来被确定。

Description

控制器、包括该控制器的电流模式开关调节器和调整方法
技术领域
本申请涉及电流模式开关调节器控制器、包括这样的控制器的电流模式开关调节器以及对应的方法。
背景技术
在某些应用中使用电流模式开关调节器以向负载供应电流。例如，这样的调节器可以用于向发光二极管(LED)供应电流。
通常，这样的调节器测量通过负载的电流。当电流达到高电流阈值时，向负载供应电流的供电级被关断，并且当电流然后达到低电流阈值时，该供电级再次接通。这可能导致在高电流阈值与低电流阈值之间的锯齿状的平均电流通过负载，该锯齿状的平均电流在理想情况下为高电流阈值和低电流阈值的平均值。
然而，对于使用以上说明的高电流阈值和低电流阈值的控制回路，由于从测量负载电流的设备(例如分流电阻器)到控制器、通过控制器并且从控制器到供电级的信号传播，因此存在一定的回路延迟。该回路延迟可能导致过冲和下冲，即负载电流超过高电流阈值或下降到低电流阈值以下。这些过冲和下冲也可能影响供应供给负载的平均电流，这在需要非常精确的电流的应用如LED驱动中是不希望的。
电流过冲和下冲以及因此平均电流的误差也取决于调节的占空比(例如，上述锯齿状电流曲线的频率)，因此不是给定系统的固定量，而是在工作期间可能会改变。
该问题的一些最新解决方案使用了复杂的调节和控制技术，这些调节和控制技术要求非常精确地测量一个或更多个参数，如实际电流或用于控制开关的控制器的引脚的电压。这样的解决方案是以较高的硬件工作量、复杂性和较慢的反应时间为代价的。
发明内容
根据实施方式，提供了一种控制器，该控制器包括：
阈值检测电路，其被配置成接收指示负载电流的反馈信号，以及检测负载电流达到高电流阈值或低电流阈值，
控制电路，其被配置成响应于检测来控制供电级，以向负载供应负载电流，以及
电流误差确定和补偿电路，其被配置成：确定负载电流下降到低电流阈值的第一时间点与负载电流上升到高电流阈值的第二时间点之间的接通时间以及第二时间点与随后的第一时间点之间的关断时间，并且基于接通时间和关断时间来调整高电流阈值和低电流阈值。
根据另一实施方式，提供了一种方法，该方法包括：
接收指示负载电流的反馈信号，
检测负载电流达到高电流阈值或低电流阈值，
响应于检测来驱动供电级，以向负载供应负载电流，
确定负载电流下降到低电流阈值的第一时间点与负载电流上升到高电流阈值的第二时间点之间的接通时间以及第二时间点与随后的第一时间点之间的关断时间，以及
基于接通时间和关断时间来调整高电流阈值和低电流阈值。
上面的概述仅是对一些实施方式的简要概述，并且绝不被解释为限制，因为其他实施方式可以包括除上面列出的特征以外的其他特征。
附图说明
图1A是根据实施方式的电流模式开关调节器的框图。
图1B是示出根据实施方式的电流模式开关调节器的图。
图2是用于说明电流过冲和下冲的图，在一些实施方式中电流过冲和下冲的影响被减轻。
图3是示出根据实施方式的方法的流程图。
图4是示出用于说明实施方式的各种量的图。
图5是根据实施方式的控制器的图。
图6是用于示出在一些实施方式中使用的其他测量的图。
图7是根据实施方式的控制器的图。
图8是根据另一实施方式的电流模式开关调节器的图。
具体实施方式
在下文中，将参照附图详细描述各种实施方式。这些实施方式仅用于说明目的，并且不应被解释为限制。例如，尽管可以描述包括多个特征(例如，部件、元素、动作、事件、步骤等)的实施方式，但是在其他实施方式中，这些特征中的一些可以被省略，和/或可以被替选特征代替。除了明确示出和描述的特征之外，还可以提供其他特征，例如在常规电流模式开关调节器中使用的特征。例如，本文描述的实施方式中的一些涉及对由调节的回路延迟引起的电流误差的补偿，并且除了这样的技术之外，还可以以常规方式来实现调节器。
除非另外指出，否则可以组合关于不同实施方式描述的特征。例如，一些变型、修改或细节可以仅关于实施方式之一来描述以避免重复，但是也可以应用于其他实施方式。
除非另外指出，否则在附图中示出或在本文描述的连接或耦接是指电连接或耦接。这样的连接或耦接可以例如通过添加其他中间元件或通过移除元件来修改，只要基本保持连接或耦接的通用目的例如提供或传送某种信号、提供控制、传送某些信息等即可。
在所有附图中，对应的元件带有相同的附图标记，并且将不再重复描述。
现在转向附图，图1A是根据实施方式的电流模式开关调节器的框图。图1A的实施方式包括控制供电级11的控制器10。供电级11向负载12提供电流。指示通过负载的电流的反馈信号fb被反馈到控制器10。可以通过任何适当的电路例如电流感测电路来生成反馈信号fb。在控制器10的阈值检测部分13中，将由反馈信号fb指示的通过负载的电流与高电流阈值和低电流阈值进行比较。基本上，当电流超过高电流阈值时，供电级11关断。此外，当通过负载的电流下降到低电流阈值以下时，供电级11接通。以这种方式，可以调节通过负载12的电流。
在没有其他措施的情况下，通过反馈信号fb以及响应于反馈信号来控制供电级11的控制器10建立的控制回路会引入回路延迟，这可能导致过冲和下冲。
在实施方式中，控制器10包括时间测量部分14，该时间测量部分14用于测量供电级11的接通时间ton和供电级11的关断时间toff。可以基于阈值检测部分13中的阈值检测来测量接通时间和关断时间。应该注意的是，尽管通过回路延迟对供电级11的实际开关可能晚于实际超过高电流阈值，并且同样地，由于回路延迟，再次接通可能晚于通过负载的电流实际下降到低电流阈值以下，但是因为在两种情况下回路延迟是相同的，因此仍然可以在基本不受回路延迟影响的情况下测量接通时间和关断时间。基于所测量的接通时间和关断时间，修改控制以补偿由回路延迟引起的过冲和下冲，例如，通过从高电流阈值和低电流阈值的标称值修改所使用的高电流阈值和低电流阈值，来修改控制以补偿由回路延迟引起的过冲和下冲。这种补偿的详细示例将在下面进一步说明。
控制器10可以是包括模拟部分和数字部分的控制器。在一些实施方式中，完全模拟的实现方式或完全数字的实现方式也是可能的。例如，可以使用至少一些模拟电路例如用于比较电压或电流的比较器来完成阈值检测部分13。在其他实施方式中，在电流感测电路中使用例如足够快的模数转换器将反馈信号fb提供为数字信号的情况下，阈值检测部分13可以数字地实现。可以使用数字电路例如数字计数器来实现时间测量部分。然后还可以数字地执行高电流阈值和低电流阈值的补偿值的计算。
为了实现这一点，可以以任何合适的方式来实现控制器10。例如，可以使用允许数字计算、计数和其他数字信号处理的数字信号处理器、专用集成电路、微控制器、微处理器或类似设备来实现控制器10的数字部分。可以使用数模转换器、模拟比较器或其他模拟电路如输出用于供电级11的驱动信号的晶体管驱动器来实现模拟部分。在其他实施方式中，这样的驱动器可以在控制器10的外部，并且控制器10可以仅包括(例如数字地实现的)控制电路以控制这样的驱动器。通常，将控制器描述或定义为包括不同的部分或电路应被理解为控制器包括提供相应功能的电路的部分，但是并不暗示部分或电路被实现为物理上分开的块。例如，可以通过相应地对微控制器或其他数字设备进行编程来实现各个部分或电路。接下来将参照图1B讨论一些示例。
图1B示出了根据实施方式的电流模式开关调节器。图1B的电流模式开关调节器用于向发光二极管19_1……19_n链供应电力。以下将发光二极管19_1……19_n统称为发光二极管19。尽管在图1B中明确示出了两个发光二极管19，但是发光二极管链可以包括更多数量的发光二极管。
图1B的实施方式还包括控制器15，控制器15控制包括晶体管16、二极管17和电感器18的供电级。当晶体管16通过控制器15导通时，发光二极管19经由电感器18耦接至供电电压Vin。当晶体管16截止时，电感器18和发光二极管19与电压Vin解耦。然而，例如由于储存在电感器18中的能量，在一些时间内电流可能仍然流动。图1B的配置仅是示例，并且也可以使用其他常规的供电级以及包括同步转换器和异步转换器的电流模式控制的转换器拓扑。例如，对于同步降压转换器，二极管17可以被用作由控制器15控制的开关的其他晶体管代替，或者甚至可以使用更多的晶体管(例如，用于同步降压-升压转换器使用4个晶体管)。在这方面，“关断供电级”通常是指停止从供电电压向输出提供电力，并且“接通供电级”是指开始从供电电压向输出提供电力，并且可能涉及供电级的多个晶体管的各种开关方案。
使用具有电阻值RCS的分流电阻器110测量流过发光二极管19的电流ILED，其是负载电流的示例。分流电阻器110两端的电压降指示电流ILED，并且是图1A的反馈信号fb的示例。电阻器110两端的电压在端子CS+、CS-处供应给控制器15。
控制器15包括信号处理和控制部分111，信号处理和控制部分111可以使用数字电路来实现，如以上针对图1A的控制器10所说明的。信号处理和控制部分111向阈值检测电路50的数模转换器51提供高电流阈值，并且向阈值检测电路50的数模转换器53提供低电流阈值，阈值检测电路50是图1A的阈值检测部分13的示例。
数模转换器51的输出被提供给比较器52的参考输入，并且数模转换器53的输出被提供给比较器54的参考输入。CS+处的电压被提供给比较器52、54的感测输入。CS-处的电压对应于接地，其可以用作阈值检测电路50的参考地。在其他实施方式中，其他连接方案也是可能的，例如使用CS+、CS-处的电压作为差分信号。
基于由比较器51、52检测到的阈值超越，信号处理和控制部分111控制驱动器112以使晶体管16导通和关断。即，如果电流ILED超过高电流阈值，则晶体管16关断，并且当电流ILED下降至低电流阈值以下时，晶体管16关断。
具体地，当由CS+处的电压指示的负载电流超过从数模转换器51输出的电压时，比较器52的输出信号改变其状态(例如，从逻辑0变为逻辑1，或者反之从逻辑1变为逻辑0)。当CS+处的电压超过数模转换器53的输出电压时，比较器54改变其输出状态。以这种方式，可以检测何时电流ILED超过高电流阈值或下降至低电流阈值以下。
此外，基于比较器52、54的输出，信号处理和控制部分111测量上述ton和toff的值，并基于测量来修改供应给数模转换器51、53的阈值。以这种方式，在一些实施方式中，可以减小基于电流ILED控制晶体管16的控制回路的回路延迟的影响。
在图2中进一步示出了接通时间ton、关断时间toff以及由于上述控制回路的回路延迟而导致的过冲和下冲。
图2总体上示出了随时间的LED电流ILED。此外，高电流阈值Ihi由线21表示，并且低电流阈值Ilow由线20表示。
曲线22示出了在这种情况下电流的理想行为。当电流从较高的电流达到线20时，供电级如图1A和图1B中的供电级11或晶体管16被接通且电流升高，并且电流一达到线21，供电级就又被关断且电流下降。
这导致Ihi与Ilow之间的为(Ihi+Ilow)/2的平均电流，如由图2中的线24所指示的。
由于控制回路的回路延迟，电流的实际行为不同于理想行为。图2中的曲线23示出了这样的真实行为的示例。当仅以一定的延迟(例如，在图1B中从电阻器110经由阈值检测电路50至信号处理和控制部分111的信号时间)检测到负载电流ILED达到高电流阈值Ihi并且然后以另一延迟(例如，从信号处理和控制部分111至驱动器112和晶体管16的延迟)关断供电级时，电流实际上在达到线21之后继续升高一点，从而导致过冲。出于类似的原因，电流在达到线20之后继续下降一点，从而导致下冲。在图2的示例中，过冲大于下冲。在其他情况下，这可能有所不同。特别地，下冲和上冲取决于包括占空比、电感器18的电感、输入电压Vin、输出电压Vout和回路延迟的参数。因此，图2中的曲线仅作为说明性示例。过冲和下冲导致平均电流的偏移，在这种情况下，偏移到较高值，如由图2中的线25所指示的。
在实施方式中，测量接通时间ton和关断时间toff。接通时间ton是电流下降到Ilow以下与电流升高到Ihi以上之间的时间，并且关断时间toff是从电流升高到Ihi以上至电流下降到Ilow以下的时间，如图2所指示的。虽然如上面所说明的以一定延迟检测达到(cross)Ihi和Ilow，但是对于达到Ihi和达到Ilow，该延迟基本是相同的。因此，接通时间ton和关断时间toff的测量基本不受控制回路的回路延迟的影响，因为它们对应于两个阈值的达到之间的差。在实施方式中，基于ton和时间toff修改阈值Ihi和Ilow以补偿回路延迟。该补偿的示例将在下面进一步说明。
在转至关于阈值的补偿的详细信息之前，将描述根据一些实施方式的方法。图3是示出根据一些实施方式的方法的流程图。可以使用图1A和图1B中所示的或者如下面进一步更详细地说明的电流模式开关调节器控制器和电流模式开关调节器来执行图3的方法，但是也可以独立于其使用图3的方法。
在30处，图3的方法包括如参照图1B和图2说明的例如基于比较器输出来测量电流模式开关调节器的接通时间ton和关断时间toff。
在31处，该方法包括基于所测量的接通时间和关断时间来修改阈值(例如，图2的Ihi和Ilow)。如下面将进一步说明的，除了接通时间和关断时间之外，阈值的校正还可以基于可以测量的其他变量，例如，图1B的电感器18的电感L、图1B中的输入电压Vin、控制回路的回路延迟的估计或者过冲和下冲时间以及压摆率(slew rate)。现在将参照图4至图7讨论这样的方法的示例。
图4是包括对应于曲线22(理想行为)和曲线23(已经参照图2讨论的示例实际行为)的示例信号的图表，其中示出了将在下面使用的多个量。Ihi,ideal和Ilo,ideal是根据线20和线21的阈值，在所述阈值处，对于理想情况，根据曲线22的电流分别具有其最大值和最小值。Ihi,real和Ilo,real是包括过程和下冲的示例实际曲线23的对应最大值和最小值。Ihi,ideal与Ilo,ideal之间的差值，即根据曲线22的理想情况下的电流摆幅为ΔIpp,ideal，并且曲线23的对应值为ΔIpp,real。
对于曲线22，接通时间和关断时间被表示为理ton,ideal和toff,ideal，并且对于曲线23，接通时间和关断时间被表示为ton,real和toff,real。控制回路的回路延迟被表示为τloop。
ton和toff的总和是开关周期T，开关周期T是开关频率fsw的倒数。对于曲线22，这些分别被称为Tideal和fsw,ideal，并且对于曲线23，它们分别被称为Treal和fsw,real。
ΔIovershoot是Ihi,real与Ihi,ideal之间的差值，并且ΔIundershoot是Ilo,ideal与Ilo,real之间的差值。ΔIerror,avg是曲线22的平均电流Iavg,ideal与曲线23的平均电流Iavg,real之间的差值，Iavg,ideal为(Ihi,ideal+Ilo,ideal)/2。
曲线23达到Ihi,real并且然后下降到Ihi,ideal之间的时间称为tover，并且曲线23达到Ilow,real并且然后达到Ilo,ideal之间的时间称为tunder。tover＝ΔIovershoot/SRoff，并且tunder＝ΔIundershoot/SRon。SRon是当供电级接通时电流的压摆率(即斜率)，并且SRoff是当供电级关断时电流的压摆率。
应当注意，曲线23的实际压摆率取决于所施加的占空比，其中较陡的压摆率导致较高的过冲或下冲，而较平坦的压摆率导致较小的过冲和下冲。对于50％占空比，ΔIerror,average将为0或接近0，因为在这种情况下，下冲和过冲将相等。在下面占空比将被表示为D。如图4中所看到的，回路延迟τloop以及与此相关联的下冲和过冲也延长了周期T，并且因此降低了开关频率fSW。
对于图4中所示的各种量，以下等式适用，其中，L是供电级的电感器例如图1B的电感器18的电感：
Figure BDA0002823583600000081
ΔIovershoot＝τloop·SRon (7) ΔIundershoot＝τloop·SRoff (8)
然后，可以根据下式计算所产生的平均电流的误差ΔIerror,avg：
Figure BDA0002823583600000082
如可以看出的，误差取决于占空比、输入电压、电感L和回路延迟。
将等式(2)代入等式(11)以基于ton和toff计算占空比，结果是：
Figure BDA0002823583600000083
因此，如可以看到的，如上面说明的可以基于toff和ton计算误差ΔIerror,avg。
此外，在等式(12)中，电感L通过电流模式开关调节器的设计是已知的。输入电压Vin对于特定设置而言是已知的，或者可以测量输入电压Vin。例如，可以提供将输入电压Vin与阈值进行比较的比较器，使得输入电压Vin所处的范围被确定。在其他实施方式中，可以例如使用模数转换器来执行对输入电压Vin的更精确的测量。如果调节器用于特定的输入电压，则也可以将其编程到控制器如控制器10或控制器15中。至少可以近似回路延迟τloop。例如，典型的回路延迟在80ns与120ns之间。也可以至少部分地通过电路模拟来确定回路延迟。例如，可以通过电路模拟来确定由控制器(控制器10或控制器15)引起的一部分回路延迟，并且可以基于线路长度和所使用的部件来估计剩余的回路延迟。
因此，至少可以提供对值Vin、L、τloop的良好近似，并且可以计算对ΔIerror,avg的对应估计。基于该误差，然后可以修改阈值。例如，在一些实施方式中，基本上可以从阈值减去该误差值。
对于数字处理，例如由图1B的信号处理和控制部分111将误差值数字提供给数模转换器51、53，也可以根据阈值的可调最低有效位(LSB)来计算误差值。为此，将上面的值乘以LSB比例因子，产生下面的等式(13)：
Figure BDA0002823583600000091
常数前因数scomp,LSB针对特定设置(由电路设计引起的特定Vin、L和τloop)是固定的，并且可以基于ton和toff计算值ΔIerror,avg,LSB。在一些实施方式中，可以通过一些简单的移位运算来实现与scomp,LSB相乘。此外，在通常的应用中，(toff-ton)/(ton+toff)的计算也不是对时间严格要求的，因为在许多应用中值不会快速变化。在一些实施方式中，还可以应用例如在多个接通时间和关断时间内ton、toff、(toff-ton)/(ton+toff)或ΔIerror,avg,LSB中的一个或多个的平均值。
图5示出了根据实施方式并且特别是根据其误差计算部分的基于以上等式(13)操作的电流模式开关调节器控制器。例如用于驱动供电级如供电级11或图1B中的供应级的其他部分可以例如如图1B所示的利用驱动器112来实现或以任何常规方式来实现。
图5所示的控制器包括阈值检测部分50，阈值检测部分50已经在图1B的情况下进行了描述。除了将比较器52、54的输出用于例如通过开关图1B的晶体管16来接通和关断供电级之外，还将比较器52、54的输出提供给控制器的数字部分55，特别是测量部分56的两个计数器57、58。
应当注意，用多个块(如图5的块56、510、513)描述数字部分并不暗示物理上分开的块，而是可以仅指示可以使用数字部分如数字信号处理器、ASIC、逻辑电路等实现的各种功能。
计数器57、58通过由振荡器59提供的时钟信号来计时。这可以是为数字部分55计时的时钟信号。
计数器57在ton期间进行计数，即，计数的开始由(通过比较器54检测到)电压CS+下降到低电流阈值来触发，并且在通过比较器52检测到CS+处的电压上升到高电流阈值时停止。相比之下，计数器58测量toff，并且当由CS指示的电压上升到高阈值(由比较器52指示)时开始，并且当电压下降到低电流阈值时(由比较器54指示)时停止。因此，计数器57的计数值表示ton，并且计数器58的计数值表示toff。
应当注意，在某种程度上，对ton和toff的该测量的精度还取决于时钟59的时钟频率，因为时间ton、toff是根据时钟周期来测量的。因此，实施方式中的时钟频率大于开关频率，例如时钟频率是开关频率的至少十倍大或至少50倍大，例如大约100倍大，以实现ton和toff的对应精确测量。
如此获得的ton和toff的值被提供给电流误差预测部分510的计算单元511。可以以任何合适的数字方式来实现电流误差预测部分510中的计算，并且图5的表示仅是示例。如由“-”、“+”和“÷”符号以及它们之间的箭头所指示的，计算单元511计算在等式(13)中使用的(toff-ton)/(ton+off)。然后，在乘法器520中将该值与比例因子scomp,LSB相乘。从存储装置512提供scomp,LSB。存储装置512可以例如包括查找表，在查找表中，针对输入电压Vin、L和τloop的多个值或值范围预计算并存储scomp,LSB，并相应地选择scomp,LSB。如上所述，通过设计、应用场景这些值τloop、Vin、L是已知的，或者可以测量这些值τloop、Vin、L。在特定控制器要用于特定设置(特定输入电压、特定电感L)并且其事先已知的实施方式中，也可以例如通过使用耦接至控制器的引脚的电阻两端的电压，仅将针对这些特定设置的单个适当因子scomp,LSB编程到存储装置512中。
在电流误差补偿部分513中，通过减法器518、519从存储在存储装置514中的标称低电流阈值和存储在存储装置516中的标称高电流阈值中减去基于乘法器520输出的校正值ΔIerror,avg,LSB的值，或者向存储在存储装置514中的标称低电流阈值和存储在存储装置516中的标称高电流阈值添加基于乘法器520输出的校正值ΔIerror,avg,LSB的值，以产生分别存储在存储装置515、517中的经校正的值。可以使用减法还是加法取决于符号约定和ΔIerror,avg,LSB的计算。如果正ΔIerror,avg,LSB指示平均电流高于理想平均电流，并且负ΔIerror,avg,LSB指示平均电流低于理想平均电流，则针对正ΔIerror,avg,LSB，可以从标称高阈值和标称低阈值减去值(在数学上，使得负值的相减对应于相加)以使其降低。在负ΔIerror,avg,LSB指示平均电流高于理想平均电流的相反情况下，可以将值与标称高阈值和标称低阈值相加。例如，可以从标称高电流阈值和标称低电流阈值电流两者中减去校正值ΔIerror,avg,LSB或者向标称高电流阈值和标称低电流阈值两者添加校正值ΔIerror,avg,LSB。其他比率也是可能的，例如使得在实施方式中，可以从标称低电流阈值中减去rv·ΔIerror,avg,LSB，并且可以从标称高电流阈值中减去(2-rv)·ΔIerror,avg,LSB，其中，rv是在0与2之间的值。也可以考虑改变迟滞并且因此改变电流纹波的其他组合。例如，可以根据ΔIerror,avg,LSB得到针对标称高电流阈值和标称低电流阈值的乘法校正因子。
存储装置514至517可以是寄存器、存储器单元或数字部分554内的用于实现所说明的计算的任何其他部分。然后将这些经校正的值馈送到数模转换器51、53，以(在模拟转换版本中)用作比较器52、54中的高电流阈值和低电流阈值。以这种方式，在一些实施方式中，取决于实施方式，回路延迟的影响特别是对平均电流的影响可以显著降低。
如从图5中可以看出，大多数计算可以数字方式执行，并且无论如何对供电级的控制都需要阈值检测部分50。因此，为了实现图5的电流误差补偿技术，需要最少的附加硬件，并且基本上仅必须相应地实现控制器中的数字计算。
为了说明所讨论的电流误差补偿的效果，以下两个表格示出了针对不同电感器尺寸和输入电压利用如上讨论的技术的结果以及不利用如上讨论的技术的结果。对于每组Vin和L，回路延迟从80ns到120ns变化。表1从LSB的角度示出了效果(假设1.3A最大电流的分辨率为10位，并且数字时钟频率为55MHz；占空比从10％到90％变化)，而表2则针对相同的模拟设置以百分比示出了相对误差的情况。
表1：
Figure BDA0002823583600000121
表2：
Figure BDA0002823583600000122
表1以最低有效位给出了平均电流误差。如可以看出，电流误差可以显著降低，例如，在许多情况下可以大约降低一半而降到低个位数LSB。
应该注意，电流误差通常还取决于占空比，在0.5的占空比下，电流误差通常接近0，并且对于较高的占空比，电流误差会增大。在较宽的占空比范围内观察到电流误差的减小。
在以上实施方式中，对Vin、L和τloop的估计或测量是必要的。接下来，将讨论使用附加时间测量来确定或估计Vin/L和τloop的另外的实施方式。
在图6中示出了对附加时间的测量。图6示出了已经讨论过的代表实际电流行为的示例的曲线23以及代表低电流阈值的线20和代表高电流阈值的线21。
如可以看出，在如针对图4定义的每个周期T中，由线20表示的低电流阈值(在61、62处并且然后在下一周期T中在65、66处)被达到两次，并且由线21表示的高电流阈值也(在63和64处)被达到两次。可以例如利用相应的比较器(例如，图1B的比较器52、54)通过相应输出的状态改变来检测每次达到低电流阈值和高电流阈值。因此，可以通过监测比较器输出的变化来测量附加时间。
这些时间是从电流(例如在62处)上升到低电流阈值到电流(例如在63处)达到高电流阈值的上升时间trise、在一个周期中达到高电流阈值之间(例如在图6的63与64之间)的过冲时间tm,hi、在电流(例如在64处)下降到高电流阈值与电流(例如在图6的65处)下降到低电流阈值之间的下降时间tfall、以及在达到界定了下冲的低电流阈值之间(例如，在图6中的61与62之间或者在图6中的65与66之间)的下冲时间tm,lo。同样如图6中指示的，压摆率SRon可以由(例如，根据最低有效位来表示的)ΔIpp,LSB和trise表示，并且压摆率SRoff可以使用ΔIpp,LSB和tfall来表达。这将在下面更详细地说明。
回到等式(12)，可以将实际误差的三个促成因素视为1.(toff-ton)/(ton+toff)，2.Vin/L和3.τloop。如上面已经说明的，可以例如如参照图5所说明的测量(toff-ton)/(ton+toff)。利用图6中所示的附加测量，也可以确定另外两个促成因素(2.和3.)，如下面示出的。
如在一定程度上已经在图6中指示的，Vin/L的贡献可以基于分别针对负载电流的上升部分和下降部分的压摆率SRon和SRoff以及所选择的(即理想的)阈值水平的差值来确定，该差值被称为ΔIpp,LSB(对应于图4的ΔIpp,ideal)。使用等式(4)和(6)得出：
Figure BDA0002823583600000141
由于作为由控制器设置的阈值电压水平之间的差值的ΔIpp,LSB是已知的，因此可以通过测量trise和tfall来计算Vin/L。
可以通过测量tm,hi和/或tm,lo，即电流在高阈值以上的时间或电流在低阈值以下的时间来计算τloop的贡献。使用等式(7)和(8)以及图4和图6中示出的关系，τloop可以被计算为如下：
Figure BDA0002823583600000142
Figure BDA0002823583600000143
Figure BDA0002823583600000144
如上面说明的SRon和SRoff也可以基于tfall和trise(参见图6)来确定。因此，可以使用tm,lo或tm,hi来测量τloop。
如从等式(16)和(17)看到的，通过测量tm,hi和tm,lo均可以计算τloop。取决于占空比，这些时间之一可能非常短(例如，在图6中，tm,lo比tm,hi短得多)。当使用数字时钟测量这样的时间时(类似于使用图5中的计数器和振荡器59的测量)，如果这样的短时间变短，则这样的短时间可能仅是该时钟的非常少的时钟周期，这可能导致比较大的测量误差(因为在这样的测量中，时钟周期是最短的单位)。为了提高稳健性，在一些实施方式中，tm,hi和tm,lo均被测量，并且可以根据以下等式(18)进行平均。
Figure BDA0002823583600000151
在其他实施方式中，tm,hi和tm,lo两者均可以被测量并且彼此进行比较，并且为了计算τloop，可以仅使用两个时间中的较大者，即，使用等式(16)或等式(17)。在其他实施方式中，可以仅使用tm,hi或者仅使用tm,lo。
使用等式(12)、(14)和(18)得到的误差ΔIerror,avg可以根据下式计算：
Figure BDA0002823583600000152
因此，通过测量图6中所示的时间，即ton、toff、trise、tfall、tm,hi和tm,lo，可以计算ΔIerror,avg，而无需进行关于输入电压Vin、所使用的电感器的电感L或回路延迟τloop假定或测量。应当注意，当使用等式(19)时，不必事先或单独确定回路延迟，而是可以直接基于所测量的时间来计算ΔIerror,avg。还应当注意，在其他实施方式中，可以基于等式(14)确定Vin/L，但是可以如图5的实施方式中那样估计τloop，或者可以如等式(16)、(17)或(18)中那样单独地计算τloop。
图7示出了实现这样的方法的控制器的一部分。
图7的控制器包括已经讨论过的阈值检测电路50、振荡器59和数字部分70。
比较器52、54的输出被提供给定时测量部分71。在图7的实施方式中的定时测量部分71包括通过由振荡器59提供的时钟进行计时的六个计数器。每个计数器通过在比较器52、54的输出信号的相应状态变化处开始和停止计数，来测量上面参照图4和图6说明的时间之一，所述相应状态变化对应于电流达到高阈值或低阈值。计数器72测量tfall，计数器73测量trise，计数器74测量tm,lo，计数器75测量tm,hi，计数器76测量ton，并且计数器77测量toff。应当注意，计数器的数量可以取决于实现方式而变化。例如，尽管在图7中针对每个待测量的时间示出了单独的计数器，但是也可以通过单个计数器顺序地测量不同的时间。
这样确定的值被提供给电流误差计算部分78，电流误差计算部分78根据等式(19)确定校正值。该计算由图7中的元件79、710至713表示。这些元件仅表示该计算，并且可以任何方式实现该计算。特别地，这些元件表示等式(19)的各个因子的计算。在79处，计算压摆率ΔIpp,LSB/trise和ΔIpp,LSB/tfall，然后将压摆率ΔIpp,LSB/trise和ΔIpp,LSB/tfall用于在710处计算Vin/L以及在711处计算τloop。在712处，根据(toff-ton)/(ton+toff)计算占空比值(1-2D)。所有这些元素均乘以1/4(713)，以得出ΔIerror,avg。
补偿部分513基本上对应于图5的补偿部分513，其中，现在在减法器518、519处减去基于在部分78中计算的ΔIerror,avg的值。
在一些实施方式中，取决于在图5的实施方式中可以确定回路延迟、电感器和输入电压的精度，通过图7的实施方式，电流误差可以进一步减小，在某些情况下可以进一步减小2倍。在其他情况下，例如当精确地知道回路延迟、电感器的电感和输入电压时，图5的实施方式的方法可以更精确。此外，用于定时测量的时钟频率对各个时间的测量精度有影响，并且因此对精度有影响，并且对于图5的实施方式，时钟要求可以更宽松。
图8示出了根据实施方式的电流模式开关调节器，其可以使用如参照图5或图7所讨论的使用对回路延迟的补偿的控制器。尽管图8示出了特定的实现方式，但这仅用作说明性示例，并且如已经提到的，本文公开的技术可以与各种拓扑结合使用。
在图8中，提供控制器80以控制包括已经参照图1B讨论过的晶体管16、二极管17和电感器18的供电级。另外，在图8的实现示例中提供了自举电容器85。类似于图1B，在图8的实施方式中，向发光二极管19链供应电流。使用已经讨论过的分流电阻器110测量通过二极管的电流。
将测量的电流在端子CS+、CS-处提供给控制器80，并使用已经讨论过的阈值检测电路50将测量的电流与高电流阈值和低电流阈值进行比较。阈值检测电路50的比较器(52和54)的输出被提供给数字电流误差确定和补偿部分83，数字电流误差确定和补偿部分83可以对应于图5的部分56、510、512和513来实现，或者对应于图7的部分71、78和513来实现以设置用于阈值检测电路50的阈值。
此外，阈值检测电路50的比较器的输出被提供给模拟部分81的模拟脉冲控制部分82，该模拟脉冲控制部分82可以例如包括逻辑门、触发器、锁存器、滤波器和其他元件以提供具有调制电压VPWM的脉冲，然后该脉冲用于通过驱动电路84驱动晶体管16。在图8的示例中，驱动电路84使用由相应驱动器驱动的低侧晶体管M1和高侧晶体管M2来在端子HSGD处将信号输出至晶体管16的栅极。可以使用任何常规的驱动电路84和脉冲控制电路82，并且示出的实现方式仅是示例。
应当注意，尽管在图8中示出了用于供电级的特定拓扑和基于阈值跨越的供电级种类，但是本文所讨论的方法通常可以用在如输出电流基于高阈值和低阈值来调节的开关模式电力供应的电路中。
此外，本文讨论的技术不仅适于电流控制，而且通常还适于基于高阈值和低阈值调节输出量的情况。示例包括电压调节或温度调节。例如，在电压调节的情况下，可以将分压器如电阻分压器与负载并联耦接以提供指示负载两端的电压的反馈信号，然后可以将该负载两端的电压与高电压阈值和低电压阈值进行比较。
一些实施方式由以下示例限定。
示例1.一种控制器，包括：
阈值检测电路，其被配置成接收指示负载电流的反馈信号，以及检测负载电流达到高电流阈值或低电流阈值，
控制电路，其被配置成响应于所述检测，即通过所述阈值检测电路检测所述负载电流达到所述高电流阈值或所述低电流阈值来控制供电级，以向负载供应所述负载电流，以及
电流误差确定和补偿电路，其被配置成：确定所述负载电流下降到所述低电流阈值的第一时间点与所述负载电流上升到所述高电流阈值的第二时间点之间的接通时间以及所述第二时间点与随后的第一时间点之间的关断时间；以及基于所述接通时间和所述关断时间来调整所述高电流阈值和所述低电流阈值。
示例2.根据示例1所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路被配置成基于所述接通时间和所述关断时间来确定指示所述供电级的占空比的值。
示例3.根据示例1或2所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路数字地实现。
示例4.根据示例1至3中任一项所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路包括用于确定所述接通时间和所述关断时间的至少一个计数器。
示例5.根据示例1至4中任一项所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路被配置成基于所述接通时间、所述关断时间以及取决于输入电压、所述供电级的电感器的电感和控制回路延迟的因子来确定与标称平均负载电流的偏差。
示例6.根据示例5所述的控制器，其中，所述因子被存储在存储装置中。
示例7.根据示例6所述的控制器，其中，所述存储装置包括查找表，所述查找表包括针对所述输入电压、所述电感和/或所述回路延迟的多个值或值范围的因子。
示例8.根据示例6所述的控制器，其中，所述因子是可编程的。
示例9.根据示例5至8中任一项所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路被配置成根据下式来确定所述偏差：
Figure BDA0002823583600000181
其中，ΔIerror,avg,LSB是根据目标平均电流的最低有效位的所述偏差，并且scomp,LSB是所述因子。
示例10.根据示例5所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路被配置成确定在所述负载电流下降到所述高电流阈值的第三时间点与随后的第一时间点之间的下降时间、从所述负载电流上升到所述低电流阈值的第四时间点到随后的第二时间点的上升时间，并且还被配置成基于所述上升时间和所述下降时间来确定所述因子。
示例11.根据示例10所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路被配置成确定第二时间点与随后的第三时间点之间的过冲时间或者第一时间点与随后的第四时间点之间的下冲时间中的至少一个，并且还被配置成基于所述过冲时间和所述下冲时间中的至少一个来确定所述因子。
示例12.根据示例11所述的控制器，其中，所述控制器被配置成基于所述过冲时间和所述下冲时间两者来确定所述因子。
示例13.根据示例11或12所述的控制器，其中，所述控制器被配置成根据下式来确定所述偏差：
Figure BDA0002823583600000191
其中，ΔIerror,avg是所述偏差，ΔIpp,LSB是所述高电流阈值与所述低电流阈值之间的差值，tm,hi是所述过冲时间，tm,lo是所述下冲时间，tfall是所述下降时间，trise是所述上升时间，ton是所述接通时间，并且toff是所述关断时间。
示例14.根据示例10至13中的任一项所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路包括用于确定所述下降时间、所述上升时间、所述过冲时间和所述下冲时间的至少一个计数器。
示例15.根据示例5至12中任一项所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路被配置成向所述高电流阈值和/或所述低电流阈值添加基于所述偏差的值或者从所述高电流阈值和/或所述低电流阈值减去基于所述偏差的值。
示例16.一种电流模式开关调节器，包括示例1至15中任一项所述的控制器和供电级，其中，所述供电级包括至少一个晶体管以及耦接至所述晶体管的电感器。
示例17.一种方法，包括：
接收指示负载电流的反馈信号，
检测所述负载电流达到高电流阈值或低电流阈值，
响应于所述检测来驱动供电级以向负载供应所述负载电流，
确定所述负载电流下降到所述低电流阈值的第一时间点与所述负载电流上升到所述高电流阈值的第二时间点之间的接通时间以及所述第二时间点与随后的第一时间点之间的关断时间，以及
基于所述接通时间和所述关断时间来调整所述高电流阈值和所述低电流阈值。
示例18.根据示例17所述的方法，还包括基于所述接通时间和所述关断时间来确定指示所述供电级的占空比的值。
示例19.根据示例17或18所述的方法，还包括基于所述接通时间、所述关断时间以及取决于输入电压、所述供电级的电感器的电感和控制回路延迟的因子来确定与标称平均负载电流的偏差。
示例20.根据示例19所述的控制器，还包括从查找表检索所述因子，所述查找表包括针对所述输入电压、所述电感和/或所述回路延迟的多个值或值范围的因子。
示例21.根据示例19所述的方法，还包括对所述因子进行编程。
示例22.根据示例19、20或21所述的方法，其中，确定所述偏差包括根据下式来确定所述偏差：
Figure BDA0002823583600000201
其中，ΔIerror,avg,LSB是根据所述高电流阈值和所述低电流阈值的最低有效位的所述偏差，并且scomp,LSB是所述因子。
示例23.根据示例19所述的方法，还包括：
确定所述负载电流下降到所述高电流阈值的第三时间点与随后的第一时间之间的下降时间、从所述负载电流上升到所述低电流阈值的第四时间点到随后的第二时间点的上升时间，以及
基于所述上升时间和所述下降时间来确定所述因子。
示例24.根据示例23所述的方法，还包括确定第二时间点与随后的第三时间点之间的过冲时间和第一时间点与随后的第四时间点之间的下冲时间中的至少一个，以及
基于所述过程时间和所述下冲时间中的至少一个来确定所述因子。
示例25.根据示例24所述的方法，其中，确定所述因子包括基于所述过冲时间和所述下冲时间两者来确定所述因子。
示例26.根据示例24或25所述的方法，其中，确定所述偏差包括根据下式来确定所述偏差：
Figure BDA0002823583600000202
其中，ΔIerror,avg是所述偏差，ΔIpp,LSB是所述高电流阈值与所述低电流阈值之间的差值，tm,hi是所述过冲时间，tm,lo是所述下冲时间，tfall是所述下降时间，trise是所述上升时间，ton是所述接通时间，并且toff是所述关断时间。
示例26.根据示例19至25中任一项所述的方法，还包括：向所述高电流阈值和所述低电流阈值添加所述偏差或者从所述高电流阈值和所述低电流阈值减去所述偏差。
尽管本文已经说明和描述了特定实施方式，但本领域的技术人员将理解，可以在不脱离本发明的范围的情况下用各种替选实现方式和/或等效实现方式来替代所示出并且描述的特定实施方式。本申请旨在涵盖本文所讨论的特定实施方式的任何适配或变型。因此，本发明旨在仅由其权利要求书及其等同物限制。

Claims (13)

1.一种控制器(10；15；80)，包括：
阈值检测电路(13；50)，其被配置成接收指示负载电流(ILED)的反馈信号(fb)，以及检测所述负载电流(ILED)达到高电流阈值或低电流阈值，
控制电路(112；84)，其被配置成响应于所述检测来控制供电级(11；16，17，18)，以向负载供应所述负载电流(ILED)，以及
电流误差确定和补偿电路(83)，其被配置成：确定所述负载电流(ILED)下降到所述低电流阈值的第一时间点(61)与所述负载电流(ILED)上升到所述高电流阈值的第二时间点(63)之间的接通时间(ton)、以及所述第二时间点(63)与随后的第一时间点(65)之间的关断时间(toff)，以及基于所述接通时间(ton)和所述关断时间(toff)来调整所述高电流阈值和所述低电流阈值，
其中，所述电流误差确定和补偿电路(83)还被配置成基于所述接通时间、所述关断时间以及取决于输入电压(Vin)、所述供电级的电感器(18)的电感(L)和控制回路延迟(τloop)的因子来确定所述负载电流的平均电流与标称平均负载电流的偏差，以基于该偏差进一步调整所述高电流阈值和所述低电流阈值。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路(83)被配置成基于所述接通时间和所述关断时间来确定指示所述供电级(11；16，17，18)的占空比的值。
3.根据权利要求1或2所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路(83)被数字地实现。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路(83)包括用于确定所述接通时间和所述关断时间的至少一个计数器(57，58；76，77)。
5.根据权利要求1或2所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路被配置成根据下式来确定所述偏差：
Figure FDA0002823583590000011
其中，ΔIerror,avg,LSB是根据目标平均电流的最低有效位的偏差，scomp,LSB是所述因子，ton是所述接通时间，并且toff是所述关断时间。
6.根据权利要求1或2所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路(83)被配置成确定在所述负载电流(Iled)下降到所述高电流阈值的第三时间点(64)与随后的第一时间点(65)之间的下降时间(tfall)、以及从所述负载电流上升到所述低电流阈值的第四时间点(62；66)到随后的第二时间点(63)的上升时间(trise)，并且还被配置成基于所述上升时间(trise)和所述下降时间(tfall)来确定所述因子。
7.根据权利要求6所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路(83)被配置成确定第二时间点(63)与随后的第三时间点(64)之间的过冲时间(tm,hi)或者第一时间点(61；65)与随后的第四时间点(62；66)之间的下冲时间(tm,lo)中的至少一个，并且还配置成基于所述过冲时间(tm,hi)和所述下冲时间(tm,lo)中的至少一个来确定所述因子。
8.根据权利要求7所述的控制器，其中，所述控制器被配置成基于所述过冲时间和所述下冲时间两者来确定所述因子。
9.根据权利要求7或8所述的控制器，其中，所述控制器被配置成根据下式来确定所述偏差：
Figure FDA0002823583590000021
其中，ΔIerror,avg是所述偏差，ΔIpp,LSB是所述高电流阈值与所述低电流阈值之间的差值，tm,hi是所述过冲时间，tm,lo是所述下冲时间，tfall是所述下降时间，trise是所述上升时间，ton是所述接通时间，并且toff是所述关断时间。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的控制器，其中，所述电流误差确定和补偿电路被配置成向所述高电流阈值和/或所述低电流阈值添加基于所述偏差的值，或者从所述高电流阈值和/或所述低电流阈值减去基于所述偏差的值。
11.一种电流模式开关调节器，包括根据权利要求1至10中任一项所述的控制器和供电级，其中，所述供电级包括至少一个晶体管(16)以及耦接至所述晶体管的电感器(18)。
12.一种用于调整的方法，包括：
接收指示负载电流(ILED)的反馈信号(fb)，
检测所述负载电流(ILED)达到高电流阈值或低电流阈值，
响应于所述检测来驱动供电级(11；16，17，18)以向负载供应所述负载电流(ILED)，
确定所述负载电流(ILED)下降到所述低电流阈值的第一时间点(61)与所述负载电流(ILED)上升到所述高电流阈值的第二时间点(63)之间的接通时间(ton)、以及所述第二时间点(63)与随后的第一时间点(65)之间的关断时间(toff)，以及
基于所述接通时间(ton)和所述关断时间(toff)来调整所述高电流阈值和所述低电流阈值，
其中，所述方法还包括基于所述接通时间、所述关断时间以及取决于输入电压(Vin)、所述供电级的电感器(18)的电感(L)和控制回路延迟(τloop)的因子来确定所述负载电流的平均电流与标称平均负载电流的偏差，以基于该偏差来进一步调整所述高电流阈值和所述低电流阈值。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括基于所述接通时间和所述关断时间来确定指示所述供电级(11；16，17，18)的占空比的值。
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