CN112968609A - 反激式开关电源及其控制方法、超声设备 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种反激式开关电源及其控制方法、超声设备，反激式开关电源包括：输入电路，用于提供输入电压；输出电路，用于为外部负载供电；变压器，包括与输入电路耦合的初级绕组和与输出电路耦合的次级绕组；控制电路，和变压器耦合，能够控制输入电路经变压器为输出电路供能；以及调节电路，与输出电路和变压器分别耦合，并能够基于输出电路的输出电压调节变压器的初级绕组和次级绕组的匝数比，在输出电压较高时能够自动调小匝数比，以减小第一开关管的漏极电压，减少第一开关管的电压应力，避免第一开关管损坏，提高了反激式开关电源的稳定性。在输出电压较低时通过自动增大匝数比，增大传输至输出电路的能量，以提高输出电路的带载能力。

Description

反激式开关电源及其控制方法、超声设备
技术领域
本发明涉及电源技术领域，尤其涉及一种反激式开关电源及其控制方法、超声设备。
背景技术
在医疗彩超设备中，探头晶元的通常由反激式开关电源驱动，由于探头晶圆的驱动电压以及发射功率随着发射模式和晶元的变化而变化：常规的B模式，PW模式下电压高达45V-150V，但在CW模式下，电压比较小一般12V以下，电流可达到1500mA。为了满足探头晶元的多种运行模式，反激式开关电源需要提供较宽范围的输出电压。基于现有的反激式开关电源结构，这将导致输出电压较高时，反激式开关电源中开关管的电压应力较大，电路稳定性差；输出电压较低时，反激式开关电源的带载能力较弱。
发明内容
鉴于现有技术中存在的上述技术问题，本申请提供了一种能够基于所述电压自动调节匝数比的反激式开关电源，包括：输入电路，用于提供输入电压；输出电路，用于为外部负载供电；变压器，包括与所述输入电路耦合的初级绕组和与所述输出电路耦合的次级绕组；控制电路，和所述变压器耦合，能够控制所述输入电路经所述变压器为所述输出电路供能；以及调节电路，与所述输出电路和所述变压器分别耦合，并能够基于所述输出电路的输出电压调节所述变压器的所述初级绕组和所述次级绕组的匝数比。
可选地，所述次级绕组包括依次连接的第一次级绕组以及第二次级绕组，所述调节电路能够基于所述输出电压控制，由所述第一次级绕组单独为所述输出电路供能，或者，由所述第一次级绕组和所述第二次级绕组共同为所述输出电路供能。
可选地，所述调节电路包括：绕组通道选择电路，连接于所述变压器与所述输出电路之间，能够选择性地连通所述输出电路与所述第一次级绕组，或所述输出电路与所述第一次级绕组和所述第二次级绕组；以及电压检测控制电路，与所述绕组通道选择电路和所述输出电路相连接，并能够基于所述输出电路的输出电压控制所述绕组通道选择电路的运行。
可选地，所述输出电路包括：被配置为用于并联于所述外部负载两端的第三电容。
可选地，所述绕组通道选择电路包括：依次串接于第二次级绕组的第一端和第三电容的正极性端的第二开关管以及第二二极管；串接于第二次级绕组的第二端和第三电容的正极性端的第三二极管；依次串接于第二开关管的控制端和地之间第四电阻以及第三开关管。
可选地，所述绕组通道选择电路还包括：连接于第二次级绕组的第一端和第二开关管的控制端之间的稳压二极管；以及连接于第二次级绕组的第一端和第二开关管的控制端之间的第三电阻。
可选地，所述电压检测控制电路包括：依次串接于所述第三电容和地之间的第五电阻和第六电阻；以及比较器，同相输入端与所述第五电阻和所述第六电阻之间的连接点相连接，反相输入端与参考电压Vref相连接，输出端与所述第三开关管的控制端相连接。
可选地，还包括：漏感吸收电路，用于吸收无法传输至所述次级绕组的能量，包括：依次串接于所述初级绕组的第一端和第二端之间的第二电容以及第一二极管；以及并联于所述第二电容两端的第一电阻。
为了实现上述发明目的，本申请还提供了一种反激式开关电源的控制方法，应用于控制上文所述的反激式开关电源，所述方法包括：检测所述反激式开关电源的输出电压；以及基于所述输出电压调节所述变压器的初级绕组和次级绕组的匝数比。
为了实现上述发明目的，本申请还提供了一种超声设备，应用上文所述的反激式开关电源驱动探头晶元。
本申请的技术效果为：提供了一种反激式开关电源，第一方面，在输出电压较高时能够自动调小匝数比，以减小第一开关管的漏极电压，减少第一开关管的电压应力，避免第一开关管损坏，提高了反激式开关电源的安全性和稳定性。第二方面，在输出电压较低时通过自动增大匝数比，增大传输至输出电路的能量，以提高输出电路的带载能力。
并且提供了一种超声设备，其可以为医疗彩超设备，应用上文所述的反激式开关电源驱动探头晶元，以实现超声设备的探头晶元工作的稳定性以及多种工作模式下的宽范围工作电压需求。
附图说明
图1为本发明所提供的实施例中反激式开关电源的电路结构示意图；
图2为本发明所提供的实施例中反激式开关电源的控制方法的流程示意图。
具体实施方式
实施例
本实施例提供了一种反激式开关电源，如图1所示，包括：输入电路1，用于提供输入电压VIN；输出电路2，用于为外部负载RL供电；变压器T1，包括与输入电路1耦合的初级绕组和与所述输出电路耦合的次级绕组；控制电路3，和变压器T1耦合，能够控制输入电路1经变压器T1为输出电路2供能；以及调节电路4，与输出电路2和变压器T1分别耦合，并能够基于输出电路2的输出电压VOUT调节变压器T1的初级绕组和次级绕组的匝数比。
可选地，初级绕组为N1，次级绕组包括依次连接的第一次级绕组N2以及第二次级绕组N3，调节电路4能够基于输出电压VOUT控制由第一次级绕组N2单独为输出电路2供能，或者，由第一次级绕组N2和第二次级绕组N3共同为输出电路2供能。
可选地，输入电路1包括电源以及连接于电源与地之间的第一电容C1。
可选地，控制电路3包括第一开关管Q1和控制单元30，第一开关管Q1与初级绕组N1串联连接于输入电路1和地之间，当第一开关管Q1导通时，输入电压VIN能够为初级绕组N1充电，当第一开关管Q1截止时，变压器T1通过次级绕组N2向输出电路2释放能量，控制单元30能够发送PWM信号控制所述开关管Q1的导通或截止。
可选地，输出电路2包括并联于电阻RL两端的第三电容C3，第三电容C3的第一端、负载RL的第一端分别经第二二极管D2和第二开关管Q2与第二次级绕组N3的第一端相连接，第一次级绕组N2、第三电容C3以及负载RL的第二端共地，第二二极管D2阴极和第二电容C2的正极板相连接，能够防止第三电容C3存储的能量传输至次级绕组。
可选地，控制单元30的输入电压VCN由数模转换器DAC和反馈电路6共同决定，数模转换器DAC通常与MCU(未图示)相连接以接收MCU的数字信号并能够向控制单元30提供驱动电压，并基于数字信号调节控制单元30的输入电压。反馈电路6包括依次串接于输出电压VOUT和地之间的第八电阻R8和第九电阻R9，并能够将第九电阻R9两端的电压VVFAB作为输入信号反馈至VCN模块31，VCN模块31连接于数模转换器DAC和控制单元30之间。容易获知，VVFAB＝R9/(R8+R9)*VOUT。设数模转换器提供的电压为VDAC，则控制单元30接收到的电压VCN＝K(VDAC-VVFAB)，其中K为一常数。
可选地，本文中所述的开关管可以为三极管或MOS管，为了便于说明，下文中，以各开关管为MOS管作为示例。
继续参考图1，第一开关管Q1的栅极(也即第一开关管Q1的控制端)与控制单元30的输出端相连接，第一开关管Q1的源极经第二电阻R2与地相连接，控制单元30能够采样第二电阻R2两端的电压VISENSE作为电压基准，并基于VCN和VISENSE的大小关系设置控制单元30的运行逻辑，当第一开关管Q1导通时，设流经第二电阻R2的电流为I，则第二电阻R2两端的电压VISENSE＝I*R1。
本实施例中，将控制单元30的运行逻辑设定为：
当VISENSE<VCN时，增加PWM信号的占空比，即第一开关管Q1导通的时间增加，初级绕组N1的电流增加(也即变压器存储的能量增加)，直至VISENSE＝VCN时第一开关管Q1截止，变压器T1存储的能量通过次级绕组释放给第三电容C3。由于变压器T1中存储的能量增加，故输出电压VOUT增加，VVFAB增加，导致VCN减少，形成负反馈，直至VCN接近为0，此时输出电压稳定为设定的电压。
可选地，由于工程上，变压器T1中总有磁链通过空气闭合，此部分称为漏感，当变压器T1向次级绕组传输能量时，此部分能量不能传输到次级绕组，需要将此部分能量消耗，本实施例所提供的反激式开关电源还包括用于消耗此部分能量的漏感吸收电路5，漏感吸收电路5包括：依次串接于初级绕组N1的第一端和第二端之间的第二电容C2以及第一二极管D1；以及并联于第二电容C2两端的第一电阻R1，其中第二电容C2用于存储漏感能量，而电阻R1则用于消耗此能量。其中，第一二极管D1的阴极与第二电容C2相连接，阳极与初级绕组N1的第二端相连接。
下面对由第一次级绕组N2和第二次级绕组N3共同为输出电路2供能的情况(也即，第二开关管Q2、第二二极管D2导通，第三二极管D3截止的情况下)对反激式开关电源的运行原理进行分析：
设变压器的初级绕组的匝数为Np＝N1,次级绕组的匝数Ns＝N2+N3；则初次级匝数比为N＝Np/Ns，设初级绕组N1电感值为L1，第一开关管Q1的漏极电压为Va，次级绕组电压为Vc，第二二极管D2的正向压降为Vd；当第一开关管Q1导通时，初级绕组两端电压为VIN，则次级绕组感应电压Vc＝-1/N*VIN；故第二二极管D2的反向偏压Vdiode＝VOUT+1/N*VIN；当第一开关管Q1截止时，由于第二二极管D2导通，Vc＝VOUT+Vd；此时第一开关管Q1的漏极电压Va＝N*Vc+VIN，电阻R1两端电压Vr＝Va–Vdiode–VIN。
设反激式开关电源的工作周期为T，第一开关管Q1的导通时间为Ton,反向截止时间为Toff。
根据伏秒平衡原理：VIN*Ton＝(Vc*N-VIN)*Toff。
最大占空比D为：D＝(Vc*N-VIN)/(Vc*N)＝1-VIN/(Vc*N)。
由于输出电压高时为保证MOS管漏极电压Va不能过高，所以匝数比N不能设置过大，但是当输出电压比较小时占空比D不能过小，过小时低压带载的能力比较弱，所以低压时要求N不能过小，有鉴于此，本实施例，通过设置调节电路，动态调整变压器T1的匝数比N。
可选地，调节电路4包括绕组通道选择电路41以及电压检测控制电路42，绕组通道选择电路41，连接于变压器T1与输出电路2之间，能够选择性地连通输出电路2与第一次级绕组N2，或输出电路2与第一次级绕组N2和第二次级绕组N3；电压检测控制电路42，与绕组通道选择电路41和输出电路2相连接，并能够基于输出电路2的输出电压VOUT控制绕组通道选择电路41的运行。
具体地，绕组通道选择电路41包括：依次串接于第二次级绕组N3的第一端和第三电容C3的正极性端的第二开关管Q2以及第二二极管D2；串接于第二次级绕组N3的第二端和第三电容C3的正极性端的第三二极管D3；依次串接于第二开关管Q2的控制端和地之间第四电阻R4以及第三开关管Q3；连接于第二次级绕组N3的第一端和第二开关管Q2的控制端之间的稳压二极管Z1；连接于第二次级绕组N3的第一端和第二开关管Q2的控制端之间的第三电阻R3。
可选地，电压检测控制电路42包括：依次串接于第三电容C3和地之间的第五电阻R5和第六电阻R6；比较器U1，同相输入端与第五电阻R5和第六电阻R6之间的连接点相连接，反相输入端与参考电压Vref相连接，输出端与第三开关管Q3的控制端相连接，Vref的电压值固定。
下面具体说明调节电路的工作原理：当输出电压VOUT≥(1+R5/R6)*Vref时，比较器U1的同相输入端的输入电压大于等于Vref，比较器U1的输出端驱动第三开关管Q3导通，进而驱动第二开关管Q2导通，此时第二开关管Q2导通，第三二级管D3截止，变压器T1的匝数比N＝N1/(N2+N3)。
当输出电压VOUT＜(1+R5/R6)*Vref时，比较器U1的同相输入端的输入电压小于Vref，比较器U1的输出端无法驱动第三开关管Q3，第三开关管Q3截止，第二开关管Q2截止，此时第二二级管D2截止，第三二级管D3导通，变压器T1的匝数比N＝N1/N2。
本实施例提供的反激式开关电源，第一方面，在输出电压VOUT较高时能够自动调小匝数比，以减小第一开关管Q1的漏极电压Va，减少第一开关管Q1的电压应力，避免第一开关管Q1损坏，提高了反激式开关电源的安全性和稳定性。第二方面，在输出电压VOUT较低时通过自动增大匝数比，增大传输至输出电路2的能量，以提高输出电路2的带载能力。
需要说明的是，虽然本实施例中仅给出了次级绕组具有第一次级绕组N2和第二次级绕组N3的示例，基于本发明的精神，本领域技术人员容易想到，通过将次级绕组设置成具有N个次级绕组(N＞2)，以实现基于输出电压的变化，更为层次化梯度化的调节匝数比的方案，除改变变压器T1的结构外，适应性地调整调节电路4即可实现上述功能。
本实施例还提供了一种反激式开关电源的控制方法，应用于控制上文所述的反激式开关电源，该方法包括：
检测反激式开关电源的输出电压VOUT；以及
基于输出电压VOUT调节变压器T1的初级绕组和次级绕组的匝数比。
需要说明的是，本实施例提供的反激式开关电源的控制方法，并不局限于上文中所述的通过调整次级绕组的匝数以改变初级绕组和次级绕组的匝数比的示例，还包括，通过改变初级绕组的匝数，和/或，同时调整初级绕组和次级绕组的匝数的方案，只要能够实现匝数比基于输出电压的动态调整即可。
本实施例还提供了一种超声设备，其可以为医疗彩超设备，应用上文所述的反激式开关电源驱动探头晶元(未图示)，以实现超声设备的探头晶元工作的稳定性以及多种工作模式下的宽范围工作电压需求。
本发明的技术内容及技术特征已揭示如上，然后熟悉本领域的技术人员仍可基于本发明的教示及揭示而作种种不背离本发明精神的替换及修饰，因此，本发明保护范围不限于实施例所揭示的内容，而应包括各种不背离本发明的替换及修饰，并为本专利申请的权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种反激式开关电源，其特征在于，包括：
输入电路，用于提供输入电压；
输出电路，用于为外部负载供电；
变压器，包括与所述输入电路耦合的初级绕组和与所述输出电路耦合的次级绕组；
控制电路，和所述变压器耦合，能够控制所述输入电路经所述变压器为所述输出电路供能；以及
调节电路，与所述输出电路和所述变压器分别耦合，并能够基于所述输出电路的输出电压调节所述变压器的所述初级绕组和所述次级绕组的匝数比。
2.如权利要求1所述的反激式开关电源，其特征在于，所述次级绕组包括依次连接的第一次级绕组以及第二次级绕组，所述调节电路能够基于所述输出电压控制，由所述第一次级绕组单独为所述输出电路供能，或者，由所述第一次级绕组和所述第二次级绕组共同为所述输出电路供能。
3.如权利要求2所述的反激式开关电源，其特征在于，所述调节电路包括：绕组通道选择电路，连接于所述变压器与所述输出电路之间，能够选择性地连通所述输出电路与所述第一次级绕组，或所述输出电路与所述第一次级绕组和所述第二次级绕组；以及
电压检测控制电路，与所述绕组通道选择电路和所述输出电路相连接，并能够基于所述输出电路的输出电压控制所述绕组通道选择电路的运行。
4.如权利要求3所述的反激式开关电源，其特征在于，所述输出电路包括：
被配置为用于并联于所述外部负载两端的第三电容。
5.如权利要求4所述的反激式开关电源，其特征在于，所述绕组通道选择电路包括：依次串接于第二次级绕组的第一端和第三电容的正极性端的第二开关管以及第二二极管；串接于第二次级绕组的第二端和第三电容的正极性端的第三二极管；依次串接于第二开关管的控制端和地之间第四电阻以及第三开关管。
6.如权利要求5所述的反激式开关电源，其特征在于，所述绕组通道选择电路还包括：连接于第二次级绕组的第一端和第二开关管的控制端之间的稳压二极管；以及连接于第二次级绕组的第一端和第二开关管的控制端之间的第三电阻。
7.如权利要求5或6所述的反激式开关电源，其特征在于，所述电压检测控制电路包括：依次串接于所述第三电容和地之间的第五电阻和第六电阻；以及
比较器，同相输入端与所述第五电阻和所述第六电阻之间的连接点相连接，反相输入端与参考电压Vref相连接，输出端与所述第三开关管的控制端相连接。
8.如权利要求1-6中任一项所述的反激式开关电源，其特征在于，还包括：
漏感吸收电路，用于吸收无法传输至所述次级绕组的能量，包括：依次串接于所述初级绕组的第一端和第二端之间的第二电容以及第一二极管；以及并联于所述第二电容两端的第一电阻。
9.一种反激式开关电源的控制方法，应用于控制权利要求1-8中任一项所述的反激式开关电源，其特征在于，所述方法包括：
检测所述反激式开关电源的输出电压；以及
基于所述输出电压调节所述变压器的初级绕组和次级绕组的匝数比。
10.一种超声设备，其特征在于，应用权利要求1-8中任一项所述的反激式开关电源驱动探头晶元。
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