CN111030481A - 一种无辅助绕组的恒压恒流反激式ac-dc变换器及其控制电路 - Google Patents

一种无辅助绕组的恒压恒流反激式ac-dc变换器及其控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种无辅助绕组的恒压恒流反激式AC‑DC变换器及其控制电路，属于发电、变电或配电的技术领域。变换器包括高压整流滤波模块、隔离式变换器和控制芯片模块，高压整流滤波电路模块为控制芯片模块提供直流电，控制芯片模块与变压器的初级绕组相连接。采用该无辅助绕组恒压恒流变换器，优化了反激式开关电源的电路架构，省去了一路辅助绕组，简化了系统结构，降低了成本；利用双管协同工作，通过原边电流给芯片供电，从而提高了供电效率；该控制方案实现简单高效，具有广泛的应用前景。

Description

一种无辅助绕组的恒压恒流反激式AC-DC变换器及其控制 电路
技术领域
本发明涉及集成电路结构，尤其涉及集成电路的电源电路结构，具体是指一种无辅助绕组的恒压恒流反激式AC-DC变换器及其控制电路，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
反激式变换器是一种常用的小功率能量变换电路，它结构简单、成本低廉、待机功耗小，因而广泛应用于各种AC-DC电源适配器，例如手机、笔记本电脑的充电器。近年来，随着便携式电子产品的快速增长，人们对适用于充电器、适配器的AC-DC电源的需求量不断增加，对开关电源的性能要求也逐渐提高。因此，目前反激变换器的设计趋势正向着高精度、高效率、低成本的方向发展。
如图1所示，在传统的反激式变换器中，变压器包含了三个绕组。除了用于能量传输的初级绕组与次级绕组，还有一路辅助绕组，用于检测输出电压和电流，同时为芯片供电。然而，额外的一路绕组增加了变压器与功率系统的复杂度，导致成本上升；并且辅助绕组消耗的能量会降低变压器原副边的传输效率，影响输出精度。
出于高性能和低成本的需求，近年来出现了一种省去辅助绕组的拓扑结构。在实现方式上，利用启动电阻给芯片供电，并在功率管漏端检测输出电流，以实现输出恒流，从而省去了辅助绕组。然而，为了给芯片提供足够的工作电流，启动电阻的阻值需要很小，而此电阻上的压降很高，从而损耗了太多能量，导致系统效率降低，待机功耗太大。第二种方案是采用浮地结构，并使用两个开关管并联或者串联的方式协同工作，利用原边电流给芯片供电，此方案可以实现较高的供电效率，但是控制方式较为复杂。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了一种无辅助绕组的恒压恒流反激式AC-DC变换器及其控制电路，通过双管协同工作的方式实现了初级电流向控制芯片直流供电，解决了现有浮地结构的反激式电源控制复杂的技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：该无辅助绕组恒压恒流反激式AC-DC变换器，包括：高压整流滤波电路模块、隔离式变换器和控制芯片模块，高压整流滤波电路模块为控制芯片模块提供直流电，控制芯片模块与变压器的初级绕组相连接。
较佳地，控制芯片模块包括双极型功率管、辅助MOS开关管、Vdd整流二极管、第一Vdd采样电阻、第二Vdd采样电阻、第一电压比较器、第二电压比较器、第三迟滞电压比较器、第一与逻辑门、第一驱动电路、第二驱动电路和电平移位模块，还包括Vdd供电电容和原边电流采样电阻，第一电压比较器的同相输入端接Vref1，第二电压比较器的同相输入端接Vref2，第三迟滞电压比较器的同相端接Vref3，Vdd供电电容的正端与第一Vdd采样电阻的正端相连接，第一Vdd采样电阻的负端与第二Vdd采样电阻的正端、第三迟滞电压比较器的反相端相连接，第一电压比较器的输出端与第一驱动电路的输入端相连接，第二电压比较器的输出端与第一驱动电路的输入端、第一与逻辑门的输入端相连接，第三迟滞电压比较器的输出端与第一与逻辑门的输入端相连接，第一与逻辑门的输出端与第二驱动电路的输入端相连接，第一驱动电路的输出端与双极型功率管的基极相连接，第二驱动电路的输出端与辅助MOS开关管的栅极相连接，双极型功率管的集电极与高压整流滤波模块的输出端相连接，双极型功率管的发射极与Vdd整流二极管的正极、辅助MOS开关管的漏端相连接，辅助MOS开关管的源端与原边电流采样电阻的正电位端相连接，原边电流采样电阻的负电位端与电平移位模块的输入端相连接，电平移位模块的输出端与第一电压比较器的反相输入端、第二电压比较器的反相输入端相连接。
较佳地，无辅助绕组恒压恒流变换器还包括次级整流二极管、输出滤波电容和负载电阻，次级整流二极管的正极与所述的变压器的次级绕组的同名端相连接，次级整流二极管的负极与输出滤波电容、负载电阻相连接。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：优化了反激式开关电源的电路架构，省去了一路辅助绕组，简化了系统结构，降低了成本；利用双管协同工作，通过原边电流给芯片供电，从而提高了供电效率；该控制方案的实现简单高效，具有广泛的应用前景。
附图说明
图1为传统的三绕组结构的反激式恒压恒流变换器的示意图。
图2为本发明的无辅助绕组恒压恒流反激式AC-DC变换器及控制芯片结构的示意图。
图3为本发明的无辅助绕组恒压恒流反激式AC-DC变换器及控制芯片的控制方式示意图一。
图4为本发明的无辅助绕组恒压恒流反激式AC-DC变换器及控制芯片的控制方式示意图二。
图5为第一驱动电路的具体电路图。
图中标号说明：R1、R2、RCS为第一Vdd采样电阻、第二Vdd采样电阻、原边电流采样电阻，Q0为双极型功率管，M0为辅助MOS开关管，Dvdd为Vdd整流二极管，Cvdd为Vdd供电电容，L1、L2为变压器的初级绕组和次级绕组，Dsec为次级整流二极管，C0为输出滤波电容，RL为负载电阻，COMP1为第一电压比较器，CMOP2为第二电压比较器，COMP3为第三迟滞电压比较器，AND1为第一与逻辑门，OP为运放，M1、M4、M9、M10为PMOS管，M2、M3、M5、M6、M7、M8、M11为NMOS管。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
本申请公开的无辅助绕组恒压恒流反激式AC-DC变换器如图2所示，包括：高压整流滤波电路模块、隔离式变换器和控制芯片模块，高压整流滤波电路模块为控制芯片模块提供直流电，控制芯片模块与变压器的初级绕组相连接。控制芯片模块包括双极型功率管Q0、辅助MOS开关管M0、Vdd整流二极管Dvdd、第一Vdd采样电阻R1、第二Vdd采样电阻R2、第一电压比较器COMP1、第二电压比较器CMOP2、第三迟滞电压比较器COMP3、第一与逻辑门、第一驱动电路、第二驱动电路和电平移位模块，还包括Vdd供电电容Cvdd和原边电流采样电阻Rcs，第一电压比较器COMP1的同相输入端接Vref1，第二电压比较器CMOP2的同相输入端接Vref2，第三迟滞电压比较器COMP3的同相输入端接Vref3，Vdd供电电容Cvdd的正端与第一Vdd采样电阻R1的正端相连接，第一Vdd采样电阻R1的负端与第二Vdd采样电阻R2的正端、第三迟滞电压比较器COMP3的反相端相连接，第一电压比较器COMP1的输出端与第一驱动电路的输入端相连接，第二电压比较器CMOP2的输出端与第一驱动电路的输入端、第一与逻辑门AND1的输入端相连接，第三迟滞电压比较器COMP3的输出端与第一与逻辑门AND1的输入端相连接，第一与逻辑门AND1的输出端与第二驱动电路的输入端相连接，第一驱动电路的输出端与双极型功率管Q0的基极相连接，第二驱动电路的输出端与辅助MOS开关管M0的栅极相连接，双极型功率管的集电极与高压整流滤波模块的输出端相连接，双极型功率管Q0的发射极与Vdd整流二极管Dvdd的正极、辅助MOS开关管M0的漏端相连接，辅助MOS开关管M0的源端与原边电流采样电阻Rcs的正电位端相连接，原边电流采样电阻Rcs的负电位端与电平移位模块的输入端相连接，电平移位模块的输出端与第一电压比较器COMP1的反相输入端、第二电压比较器CMOP2的反相输入端相连接。
无辅助绕组恒压恒流反激式AC-DC变换器还包括次级整流二极管Dsec、输出滤波电容C0和负载电阻RL，次级整流二极管Dsec的正极与变压器的次级绕组的同名端相连接，次级整流二极管Dsec的负极与输出滤波电容C0、负载电阻RL相连接。
高压整流滤波电路模块将其输入交流电源Vac输出的交流电整流成幅值较恒定的直流电Vin后输出，直流电Vin流入双极型功率管Q0和辅助MOS开关管M0组成的支路，实时采集控制芯片模块的电源电压Vdd并根据Vdd采样值和第三参考电压的比较结果控制辅助MOS开关管的通断，实时采集变压器原边电流并根据原边电流采样值和第一、第二参考电压的比较结果控制双极型功率管的通断。
第一驱动电路如图5所示，包括运放OP、PMOS管M10和PMOS管M9组成的第一电流镜、NMOS管M7和NMOS管M8组成的第二电流镜、PMOS管M4和PMOS管M1组成的第三电流镜、NMOS管M11、NMOS管M5、NMOS管M6、NMOS管M2、NMOS管M3。其中，NMOS管M1为上拉晶体管，NMOS管M3为下拉晶体管。双极型功率管Q0的基极驱动电流IB大小受NMOS管M1、NMOS管M3的控制。Von是NMOS管M1的控制信号，由第一比较器提供，Von为高电平时，双极型功率管Q0的导通期同时又受到Vopen和Vramp的控制。Voff是NMOS管M3的控制信号，由第二比较器提供，Voff为高电平时，第一驱动电路从功率管的基极向外抽取载存储的流子，使双极型功率管Q0关断。Vopen是开启信号，目的是在导通开始时给双极型功率管Q0大注入，让其快速开启。而Vramp是斜坡信号，因为功率管导通时，输入电压加在原边电感上，原边电流（即功率管射极电流）线性上升。为了降低驱动功耗，IB应与IE一同线性增大。这里Vramp通过运放op将斜坡电压转换为斜坡电流，再通过三级电流镜传递给NMOS管M1，使IB能够线性增大。NMOS管M2保证当Vdd为高时不会发生电流倒灌，即电流不会沿功率BJT的基极（即图中IB对应的点）流向Vcc，以保证预关断期BJT能够持续导通。
第一驱动电路包括如下三种工作状态：
（一）第一比较器和第二比较器的输出均为低电平时，上拉晶体管导通，向双极型功率管注入大电流IB，使双极型功率管开启；
（二）第一比较器的输出为高电平、第二比较器的输出为低电平时，上拉晶体管和下拉晶体管均不导通，既不向双极型功率管注入电流也不抽取电流，此时双极型功率管续流导通；
（三）第一比较器和第二比较器的输出均为高电平时，下拉晶体管导通，从双极型功率管中抽取电流IB，使双极型功率管关断。
在一个实施例中，如图3所示，第一驱动电路在导通期开始时，产生一个较大的电流脉冲注入到双极型功率管Q0的基极，目的是使双极型功率管Q0快速开启。之后，第一驱动电路产生斜坡增大的基极电流，此电流能使双极型功率管Q0饱和，此时，原边电流采样电阻上的电压Vcs经过电平移位模块抬升后输出的Vcs1负向增大。当Vcs1负向增大到Vref1时，第一驱动电路关断，停止注入电流，但由于基区电荷存储效应，双极型功率管Q0会继续导通。在此期间，第二驱动电路将辅助MOS开关管M0的栅极电压Vg拉低，使辅助MOS开关管M0关断，使欲流向初级绕组的电流流向Vdd供电电容Cvdd，对Vdd供电电容Cvdd进行充电。同时，由于BE结电容的作用，将使双极型功率管Q0的基极电压Vb泵升至Vbe+Vdd+Vf（Vf为Vdd整流二极管Dvdd的正向导通压降），满足双极型功率管Q0的开启条件，使双极型功率管Q0继续导通。当Vcs1增大到Vref2时，第一驱动电路从双极型功率管Q0的基区抽取电荷，使双极型功率管Q0快速关断，同时第二驱动电路将Vg拉高，停止向Vdd供电电容Cvdd充电，系统进入去磁期。
在一个实施例中，如图4所示，第一、第二Vdd采样电阻R1、R2对芯片内部电源Vdd采样后，输出Vdd采样值到第三迟滞电压比较器COMP3的反相端。第三迟滞电压比较器COMP3的迟滞电压为VH。当Vdd*R1/(R1+R2)小于Vref3时，第三迟滞电压比较器COMP3输出高电平，第三迟滞电压比较器COMP3输出的高电平与第二电压比较器COMP2的输出相与后输出与运算结果到第二驱动电路，第二驱动电路在与运算结果的作用下控制辅助MOS开关管M0在预关断期关闭，芯片内部电源Vdd对供电电容Cvdd进行充电；当Vdd*R1/(R1+R2)大于Vref3+VH时，第三迟滞电压比较器COMP3输出低电平，控制辅助MOS开关管M0始终导通，不对供电电容Cvdd充电，直到Vdd*R1/(R1+R2)再次小于Vref3。
在一个实施例中，初级电流采样电阻Rcs将初级电流采样为Vcs并输入到控制芯片。由于芯片的地电位在Vcs之上，因此Vcs为负电压。电平移位模块将Vcs抬升一定的电压值得到Vcs1，抬升后的电压Vcs1在任何时刻都为正电压。之后，Vcs1输入到第一电压比较器COMP1和第二电压比较器COMP2的反相输入端，控制双极型功率管Q0与辅助MOS开关管M0的开关。
本申请公开的无辅助绕组恒压恒流变换器，其中所包括的各个功能设计和模块装置均能够对应于实际的具体硬件电路结构，因此，这些模块和单元仅利用硬件电路结构就可以实现，不需要辅助以特定的控制软件即可以自动实现相应功能。
采用本发明的无辅助绕组恒压恒流变换器，优化了反激式开关电源的电路架构，省去了一路辅助绕组，简化了系统结构，降低了成本；利用双管协同工作，通过原边电流给芯片供电，从而提高了供电效率；该控制方案实现简单且高效，具有广泛的应用范围。
在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以做出各种不背离本发明精神和范围的修改和变换。因此，说明书和附图应被认为是说明性而非限制性的示例。

Claims (3)

1.一种无辅助绕组的恒压恒流反激式AC-DC变换器的控制电路，其特征在于，包括：
接在电源和悬浮地之间的采样电路；
迟滞电压比较器，其同相输入端接第三参考电压，其反相输入端接采样电路输出的电源电压采样值，在电源电压采样值超过第三参考电压与迟滞电压之和时翻转输出，所述第三参考电压为外部系统向控制电路供电的电压阈值；
第一比较器，其同相输入端接第一参考电压，其反相输入端接电平移位器的输出信号，在电平移位器输出信号超过第一参考电压时翻转输出，所述第一参考电压为电平移位器输出信号在辅助MOS开关管预关断期起始时刻的值；
第二比较器，其同相输入端接第二参考电压，其反相输入端接电平移位器的输出信号，在电平移位器输出信号超过第二参考电压时翻转输出，所述第二参考电压为电平移位器输出信号在辅助MOS开关管预关断期结束时刻的值；
与门，其一输入端接第二比较器的输出端，其另一输入端接迟滞电压比较器的输出端，输出与运算结果至第二驱动电路；
第一驱动电路，其输入端接第一比较器的输出端和第二比较器的输出端，输出双极型功率管的驱动信号；
第二驱动电路，其输入端接与门输出端，在电源电压采样值小于第三参考电压时输出控制辅助MOS开关管在预关断期关闭的驱动信号，在电源电压采样值超过第三参考电压与迟滞电压之和时输出控制辅助MOS开关管始终导通的驱动信号；
双极型功率管，其基极接第一驱动电路的输出端，其集电极接反激式AC-DC变换器的直流供电信号；
辅助MOS开关管，其栅端接第二驱动电路的输出端，其漏端接双极型功率管的发射极，其源端在双极型功率管和辅助MOS开关管都导通时续流反激式AC-DC变换器的原边电流；
整流二极管，其阳极接双极型功率管的发射极，其阴极接供电电容充电电流的流入端；
供电电容，其充电电流流出端接悬浮地；
原边电流采样电阻，其一端接辅助MOS开关管的源端，其另一端接接反激式AC-DC变换器中的原边绕组；及，
电平移位器，其输入端接原边电流采样电阻的电流流出端，输出经过电压抬升处理的原边电流采样值。
2.根据权利要求1所述一种无辅助绕组的恒压恒流反激式AC-DC变换器的控制电路，其特征在于，所述第一驱动电路在电平移位器输出信号既未超过第一参考电压又未超过第二参考电压时输出向双极型功率管输入大电流的驱动信号，在电平移位器输出信号超过第一参考电压但未超过第二参考电压时输出双极型功率管续流导通的驱动信号，在电平移位器输出信号超过第二参考电压时输出从双极型功率管抽取电流的驱动信号。
3.一种无辅助绕组的恒压恒流反激式AC-DC变换器，其特征在于，包括：高压整流滤波器、权利要求1或2所述控制电路、反激变压器，所述高压整流滤波器的输入端接交流电，高压整流滤波器输出的直流电经控制电路的调制得到加载在反激变压器原边绕组的原边电流信号。
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