CN112928939B - 基于二次电压注入的i型三电平中点电位平衡控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，该控制方法基于I型三电平变流器，采用载波反向SPWM调制技术，通过总母线电压环、中点电位控制环和电流内环，在稳定输出给定电流的同时确保母线电压稳定以及中点电位平衡。其中，总母线电压环和中点电位控制环均基于PI控制器，除此之外，创新地对中点电位控制环注入二次电压，以此来抑制变流器在运行过程中由于器件、电网电压波动等原因造成的中点电位失衡；电流内环用来控制变流器更好的跟踪给定电流。本申请解决了在三相四线制中的三电平变流器电位失衡的问题，增强了系统稳定运行的能力，并具有控制方法简单可靠、适用性强的优点。

Description

基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子应用技术及I型三电平变换器技术，特别是涉及一种基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，属于电力电子变换器领域。
背景技术
常见的电能质量问题有无功电流、不平衡电流和谐波电流。作为一种典型的电力电子变流器，I型三电平变流器由于其结构简单、通态损耗小、能实现能量双向流动等特点在电能质量治理中得到了广泛地应用。但电网的的畸变及在接入电弧炉、大功率整流器等非线性负载时三相电流不对称等因素会导致上下电容电压不平衡，解决中点电位平衡是三电平控制中最关键的问题之一。
对于三电平变流器的常用调制方法有SPWM载波法和SVPWM空间矢量法，空间矢量法控制精度高，但对不对称系统的容错率低且易产生谐波含量，SPWM载波法简单可靠，在实际应用中十分广泛。在三相三线制系统中，通过注入零序电压的方法可以较好地解决中点电位平衡问题；但是在三相四线制系统中，注入零序电压的方法不仅不能解决中点电位平衡问题，而且会在中线上产生较大的零序电流，因此亟需一种新的控制方法解决上述问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，以解决上述现有技术存在的问题，使由于电网电压波动因素造成的中点电位不平衡问题得到解决。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
本发明提供一种基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，具体包括以下步骤：
S1，采集所述待测电路中第一电容的电压、第二电容的电压、参考电压和电流参考值，将所述第一电容的电压与所述第二电容的电压相加，获得电压和，将所述电压和与所述参考电压的差值输入PI调节器，获得第一控制信号，将所述第一控制信号通过第一反park变换获得三相有功电流控制量；
S2，将所述第一电容的电压与所述第二电容的电压做差，获得电压差，将所述电压差与0值电压的差值输入所述PI调节器，获得第二控制信号，将所述第二控制信号通过第二反park变换形成二次电压，获得三相偏差电流控制量；
S3，对将所述三相有功电流控制量和所述三相偏差电流控制量求和，获得反馈量，将所述反馈量与所述电流参考值的差值输入PR调节器，获得总调制波控制量，基于所述总调制波控制量控制待测电路中绝缘栅双极型晶体管IGBT的导通与关断。
进一步地，所述待测电路包括但不限于控制部分，具体为：总母线电压外环控制、中点电位控制环和电流内环控制。
进一步地，所述待测电路还包括三相桥臂，其中每相桥臂包括4个IGBT。
进一步地，所述S1中的第一反park变换具体方法为：
S1.1，从原始的两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系，具体的变换矩阵Cdq-αβ为：
Figure BDF0000023384360000031
其中dq代表所述两相旋转坐标系，αβ代表所述两相静止坐标系，dq-αβ代表由两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系，ω代表旋转坐标角频率；
S1.2，从所述两相静止坐标系变换到三相静止坐标系，具体的变换矩阵Cαβ-abc为：
Figure BDF0000023384360000032
其中abc代表所述三相静止坐标系，αβ-abc代表由两相静止坐标系变换到三相静止坐标系。
进一步地，所述S1中，所述PI调节器的输入包括两相静止坐标系中的q轴和d轴，其中所述q轴的输入为0，d轴的输入为所述电压和与所述参考电压的差值，所述第一控制信号为d轴坐标值。
进一步地，所述S2中，第二反park变换与所述第一反park变换的变换矩阵相同，所述PI调节器的输入包括两相静止坐标系中的q轴和d轴，其中所述q轴输入为所述电压差与0值电压的差值，d轴的输入为0，所述第二控制信号为q轴坐标值，坐标旋转频率为200pai。
进一步地，所述S2中的二次电压的形成用于抑制中点电位失衡。
本发明公开了以下技术效果：
本发明能够对变流器装置的三相输出电流、三相负载电流以及直流侧两组电容的两端电压进行实时检测，通过检测三相输出电流与负三相载电流可以用来实现无功补偿、谐波抑制的功能，在实现以上功能时需保证直流侧母线电压以及中点电位的稳定，本发明创新的在电压控制外环中注入二次电压，改进后的电压外环解决了由于电网电压波动因素造成的中点电位不平衡问题，本发明具有控制方法简单可靠、适用性强的优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的I型三电平变流器主电路拓扑；
图2为本发明的I型三电平变流器载波反向调制SPWM法波形图；
图3为本发明的I型三电平变流器工作模态图，其中(a)为调制波正半周期工作模态图，(b)为调制波负半周期工作模态图；
图4为本发明的I型三电平变流器中点电位平衡控制流程图；
图5为本发明的I型三电平变流器中点电位平衡控制框图；
图6为本发明的I型三电平变流器总母线电压外环控制框图；
图7为本发明的I型三电平变流器中点电位控制框图；
图8为本发明的I型三电平变流器电流内环控制框图；
图9为本发明的I型三电平变流无功补偿功能的中点电位仿真波形图；
图10为本发明的I型三电平变流无功补偿功能的输出电流FFT分析图。
具体实施方式
现详细说明本发明的多种示例性实施方式，该详细说明不应认为是对本发明的限制，而应理解为是对本发明的某些方面、特性和实施方案的更详细的描述。
应理解本发明中所述的术语仅仅是为描述特别的实施方式，并非用于限制本发明。另外，对于本发明中的数值范围，应理解为还具体公开了该范围的上限和下限之间的每个中间值。在任何陈述值或陈述范围内的中间值以及任何其他陈述值或在所述范围内的中间值之间的每个较小的范围也包括在本发明内。这些较小范围的上限和下限可独立地包括或排除在范围内。
除非另有说明，否则本文使用的所有技术和科学术语具有本发明所属领域的常规技术人员通常理解的相同含义。虽然本发明仅描述了优选的方法和材料，但是在本发明的实施或测试中也可以使用与本文所述相似或等同的任何方法和材料。本说明书中提到的所有文献通过引用并入，用以公开和描述与所述文献相关的方法和/或材料。在与任何并入的文献冲突时，以本说明书的内容为准。
在不背离本发明的范围或精神的情况下，可对本发明说明书的具体实施方式做多种改进和变化，这对本领域技术人员而言是显而易见的。由本发明的说明书得到的其他实施方式对技术人员而言是显而易见的。本申请说明书和实施例仅是示例性的。
关于本文中所使用的“包含”、“包括”、“具有”、“含有”等等，均为开放性的用语，即意指包含但不限于。
本发明中所述的“份”如无特别说明，均按质量份计。
实施例1
本发明的I型三电平拓扑变流器中点电位平衡控制方法，在I型三电平拓扑结构的基础上，采用一种改进型SPWM控制方法，解决了I型三电平变流器装置的中点电压不平衡问题。
优选实施例为瞬时无功补偿器应用于电能质量治理场合。
具体的实施步骤如下：
一种基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，包括以下步骤:
步骤1:I型三电平拓扑如图1所示，采用二极管箱位型三电平拓扑，由12个绝缘栅双极型晶体管IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)和18个二极管组成。每C1相桥臂包含4个IGBT，分别标记为Sx1，Sx2，Sx3，Sx4其中x＝a,b,c，C1，C2为分压电容。以A相为例，采用反向层叠SPWM对I型三电平进行调制，将参考调制信号Ua与两个三角载波信号Uc进行比较生成调制波，从而得到对应IGBT的驱动信号如图2所示。图中，IcA为A相输出电流，不同开关周期内I型三电平电流向如图3所示。此时三相桥臂的调制波分别为：
Figure BDF0000023384360000061
其中，MA，MB，MC为调制比；φrA，φrB，φrC为调制波相角；ω＝100π。
步骤2:通过采样电路得到I型三电平变流器上下母线电压值Udc1和Udc2进而计算出此时的中点电位：
Umidd＝Udc1-Udc2  (2)
变流器中点电位平衡则Umidd＝0。因此，将参考值0与Umidd做差后的得到中点电位控制误差量ΔUmidd，以次作为PI控制器的输入，而PI控制器输出用以控制在调制波中注入二次电压电压的大小，具体实现方法如图4所示。
步骤3:假设，经Park反变换后，注入的2次谐波电压，在A、B、C三相桥臂输出电流中产生的2次谐波电流大小为：
Figure BDF0000023384360000071
其中，I2和φI2分别为2次谐波电流的最大值和相角，由于Park反变换的输入全在q轴，因此φI2＝π/2。由图3和图2可知，对于任意桥臂而言，只有当调制波大于零，且Sx1和Sx2同时开通时电流才能流入或流出上半母线电容。同理，只有当调制波小于零且Sx3和Sx4同时开通时电流才能流入或流出下半母线电容。在电网电压理想的情况下，调制波中主要为电网基波含量。因此，假设MA＝MB＝MC＝M，φrA＝φrB＝φrC＝0。由此可知，上下半母线电压变化量ΔUup和ΔUdown关于桥臂输出电流的计算公式为：
Figure BDF0000023384360000072
Figure BDF0000023384360000081
上式中，IgA，IgB，IgC和φIA，φIB，φIC分别为三相桥臂输出电流最大值和电流相角。将公式(3)带入(4)和(5)中可知在一个电网电压周期内，2次谐波电流对上下半母线电压造成的偏移量大小为：
Figure BDF0000023384360000082
因此，二次电压的注入对于中点电位失衡有抑制作用。
图1所示为I型三电平变流器主电路拓扑，功补偿即通过采集检测负载电流iL并提取其基波正序分量，通过反park变换在dq轴得到负载侧无功电流的大小，从而加入反馈调节产生与原无功电流大小相等方向相反的iC并保持母线电压稳定，进而达到改善电网电能质量(电网电流iG)的目的，也即：
iG＝iL+iC   (7)
优选地，采用二极管箱位型三电平拓扑，共有12个绝缘栅双极型晶体管IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)组成，每相桥臂包含4个IGBT，分别标记为Sx1，Sx2，Sx3，Sx4，其中x＝a,b,c，C1，C2为分压电容。其中Sx1，Sx4分别连接直流侧的正母线和负母线，Sx2上端与Sx3下端分别连接箝位二极管的阴极与阳极，同相二极管中点与电容中点相连并引出中线。
图2所示为载波反向SPWM调制，三相调制波互差120°。选取单相分析，如图3所示，在调制波的正半周期，Sx1，Sx3为互补导通信号，Sx2常开，Sx4常闭，在此期间，Sx1导通时，电流通过Sx1，Sx2形成通路，输出高电平；Sx1关断时；通过D5，Sx2或D6，Sx3形成通路输出零电平。如图4所示，在调制波的负半周期，Sx2，Sx4为互补导通信号，Sx3常开，Sx1常闭，在此期间，Sx4导通时，电流通过Sx3，Sx4形成通路，输出低电平；Sx4关断时；通过D5，Sx2或D6，Sx3形成通路输出零电平。
如图4所示为I型三电平变流器中点电位平衡控制流程图。通过检测Udc1,Udc2计算中点电位不平衡度ΔU，输入控制器产生控制信号UC，将控制信号以二次电压的频率进行反Park变换产生三相有功电流控制量和三相偏差电流控制量电流，基于三相有功电流控制量和三相偏差电流控制量，获得反馈量，基于反馈量与电流参考值iabc_ref得到每相位的补偿电流，基于补偿电流获得总调制波控制量，随后由电流内环控制器产生SPWM的调制信号Vr，经驱动电路产生驱动信号控制主电路中IGBT的导通与关断。
如图5所示，母线电位的控制部分由两个电压外环与一个电流内环实现。可以分为三部分，包括：
(1)三电平变流器基于二次电压谐波注入的中点平衡控制，如图6所示。将上下母线电容电压作差Udc1-Udc2与参考值0比较后送入PI调节器，输出量送入q轴，将由(6)式计算的二次电压注入并经反park变换输出三相控制量Idc_diffx(x＝a,b,c)。
(2)总母线电压控制，如图7所示。将采集的上下母线电压和Udc1+Udc2与参考电压值Udc_ref比较送入PI调节器，输出量作为d轴坐标值经过反park变换后输出三相控制量ix_Act(x＝a,b,c)。
(3)电流内环控制，如图8所示。将电流参考值iabc_ref与上述三相控制量Idc_diffx(x＝a,b,c)之和iabc_difff、三相控制量ix_Act(x＝a,b,c)之和iabc_Act作差送入PR调节器输出总调制波控制量iabc。
以瞬时无功电流补偿为例进行仿真，仿真结果如图9所示。在0～0.25s，未注入二次电压，输出电流稳定，总母线电压经一段超调逐渐稳定而上下半母线电压却发生了偏移，中点电位失衡；在0.25s后采用基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡的控制方法，输出电流与之前相同，中点电位恢复平衡。输出电流的FFT分析结果如图10所示，可以发现输出电流中包含二次电压，THD＝3.04％。上述结果验证了该方法的有效性和可行性。
以上所述的实施例仅是对本发明的优选方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (5)

1.一种基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1，采集待测电路中第一电容的电压、第二电容的电压、参考电压和电流参考值，将所述第一电容的电压与所述第二电容的电压相加，获得电压和，将所述电压和与所述参考电压的差值输入PI调节器，获得第一控制信号，将所述第一控制信号通过第一反park变换获得三相有功电流控制量；
S2，将所述第一电容的电压与所述第二电容的电压做差，获得电压差，将所述电压差与0值电压的差值输入所述PI调节器，获得第二控制信号，将所述第二控制信号通过第二反park变换形成二次电压，获得三相偏差电流控制量；
S3，对将所述三相有功电流控制量和所述三相偏差电流控制量求和，获得反馈量，将所述反馈量与所述电流参考值的差值输入PR调节器，获得总调制波控制量，基于所述总调制波控制量控制待测电路中绝缘栅双极型晶体管IGBT的导通与关断；
所述S1中，所述PI调节器的输入包括两相静止坐标系中的q轴和d轴，其中所述q轴的输入为0，d轴的输入为所述电压和与所述参考电压的差值，所述第一控制信号为d轴坐标值；
所述S2中，第二反park变换与所述第一反park变换的变换矩阵相同，所述PI调节器的输入包括两相静止坐标系中的q轴和d轴，其中所述q轴输入为所述电压差与0值电压的差值，d轴的输入为0，所述第二控制信号为q轴坐标值，坐标旋转频率为200pai。
2.根据权利要求1所述的基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：所述待测电路包括但不限于控制部分，具体为：总母线电压外环控制、中点电位控制环和电流内环控制。
3.根据权利要求1所述的基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：所述待测电路还包括三相桥臂，其中每相桥臂包括4个IGBT。
4.根据权利要求1所述的基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：所述S1中的第一反park变换具体方法为：
S1.1，从原始的两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系，具体的变换矩阵Cdq-αβ为：
Figure FDA0003845425860000021
其中dq代表所述两相旋转坐标系，αβ代表所述两相静止坐标系，dq-αβ代表由两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系，ω代表旋转坐标角频率；
S1.2，从所述两相静止坐标系变换到三相静止坐标系，具体的变换矩阵Cαβ-abc为：
Figure FDA0003845425860000022
其中abc代表所述三相静止坐标系，αβ-abc代表由两相静止坐标系变换到三相静止坐标系。
5.根据权利要求1所述的基于二次电压注入的I型三电平中点电位平衡控制方法，其特征在于：所述S2中的二次电压的形成用于抑制中点电位失衡。
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