CN112910365A - 一种激光打标用数字控制振镜电机系统的驱动控制方法 - Google Patents

Abstract

一种激光打标用数字控制振镜电机系统的驱动控制方法，驱动控制方法在振镜电机系统的驱动控制器中实现，驱动控制器包括数字控制电路、功率驱动电路、信号采样转换电路、供电电路、通信电路；控制器利用霍尔电流传感器采集的电流信号、光电式位置传感器采集的位置信号以及上位机传输的位置指令，在FPGA中解算出电机的PWM控制信号，实现对振镜电机的高性能伺服控制；控制策略采用内环为电流环、外环为位置环的双闭环控制架构，在位置环控制上应用了自抗扰技术，提高了系统鲁棒性和动态性能；减小了振镜电机系统控制器的体积重量，提高了系统抗干扰能力和动态性能，可满足激光打标的应用需求。

Description

一种激光打标用数字控制振镜电机系统的驱动控制方法

技术领域

本发明属于高精度电机控制领域，具体涉及一种激光打标用数字控制振镜电机系统的驱动控制方法。

背景技术

激光技术从20世纪60年代发展至今，其与多个学科相结合，形成了许多技术应用领域，如激光加工、激光医疗、激光制导等，这些技术在制造业、医疗、军事、通讯等领域得到十分广泛的应用。激光打标技术是激光加工的应用领域之一，其是利用激光照射承印材料局部使其发生汽化或使表面涂层发生化学反应，从而实现打标，其相比于传统的的印刷、电火花加工、道具刻划等打标方法，具有精度高、速度快、承印材料广、清洁环保等优点。随着激光打标技术的应用需求不断增加，对激光打标系统的小型化和智能化的要求也在与日俱增。

振镜电机系统是激光打标系统的核心组成之一，振镜电机系统作为激光光路的作动器，实现对激光光路的高精度控制，具有高动态响应、高精度等需求特点。振镜电机系统的性能直接影响着激光打标系统的快速性和精确性，进一步提高振镜电机系统的性能和智能程度，已成为激光打标行业未来重要的发展方向。

随着激光产业的发展，对高性能的振镜电机系统的需求与日俱增，但是与国外振镜电机相比，国内的振镜电机系统的控制实现大部分还是依赖模拟电路。相比于数字控制方法，模拟电路控制难以应用先进的智能算法或者实现时成本极高，因此在模拟电路中大多采用简单的控制方法，控制效果较国外先进水平有较大差距；而且对于模拟电路的控制系统，其可移植性较差，需要手动进行每一套设备的参数调试。

研究数字式的振镜电机控制系统驱动控制器和相应的数字控制方法，能弥补传统模拟式控制系统的不足，能进一步提高振镜电机系统的精度和响应速度，对于推进激光技术的发展和应用具有很高的实际价值。

发明内容

针对上述现状和问题，本发明旨在提供一种激光打标用数字控制振镜电机系统的驱动控制方法；通过对驱动控制策略的创新，并通过基于自抗扰技术的控制方法，提高了系统的抗扰动能力，同时提升了系统的动态性能；实现了控制器高效率和低热耗的效果，同时缩减了控制器体积。

本发明提出了一种激光打标用数字控制振镜电机系统的驱动控制方法，该驱动控制方法在所述振镜电机系统的驱动控制器中实现，所述驱动控制器以FPGA处理器为核心，采用H桥逆变器的拓扑结构实现对电机的驱动；所述驱动控制器包括数字控制电路、功率驱动电路、信号采样转换电路、供电电路和通信电路；

所述数字控制电路以FPGA处理器为核心，由FPGA芯片及其外围电路组成，完成系统各信号的接收与控制算法的实现，并输出指令信号控制驱动电路，控制电机动作，达到快响应与高精度的要求；

所述功率驱动电路包括驱动芯片电路和由MOSFET器件组成的H桥逆变器电路，驱动芯片电路接收数字控制电路输出的PWM控制信号，经隔离和功率放大后输出给H桥逆变器电路，控制H桥逆变器电路中MOSFET器件的开通和关断；H桥逆变器电路连接电机的绕组，实现对电机的供电控制；

所述信号采样转换电路包括电流检测电路和位置信号测量电路，它们分别由相应的电流或位置传感器和AD转换芯片电路组成，负责采集电机电流和转子位置信息，并进行模拟到数字的转换，以便数字控制电路完成计算；

所述供电电路包括直流主电源、各个隔离电源芯片及其外围电路，为各数字芯片和H桥驱动电路供电；

所述通信电路包括上位机板卡与FPGA处理器之间的通信模块电路,实现上位机与数字控制电路的通信，上位机将解算好的电机目标位置信息传输到FPGA处理器；

上位机板卡给出目标位置指令，通过通讯电路传输给FPGA处理器，同时电机的电流、位置的信息通过信号采样转换电路传给FPGA处理器，FPGA处理器通过对目标位置指令信号、电流信号、位置信号进行解算，得到电机的PWM控制信号，PWM控制信号通过功率驱动电路控制振镜电机绕组的通电，从而实现对振镜电机的高性能驱动；

其特征在于：该驱动控制方法采用“位置环+电流环”的控制策略；

其中，电流环为振镜电机系统的内环，由电流环控制器、PWM变换器和电流反馈回路组成；电流环控制器采用PI控制器，通过调制给定电流信号和电流反馈回路传递的反馈电流信号的误差，得到给定电压信号，PWM功率变换器则将给定电压信号转化为PWM控制信号，进而控制电机逆变器的供电，实现电机的驱动控制；

位置环为振镜电机系统的外环，该位置环包含如下三部分：二阶线性跟踪微分器、扩张状态观测器和非线性PID控制器；该位置环的设计采用了自抗扰技术，位置环的具体控制流程为：

步骤一：根据实际位置指令，利用二阶线性跟踪微分器安排过渡过程，得到给定的位置信号及其微分；

为系统安排过渡过程，根据实际系统的情况，设定合适的跟踪曲线作为实际输入指令，从而降低系统控制率中的初始误差，使得系统稳定快速的跟随指令，缓解了超调与快速性的矛盾；位置指令信号中一般不含噪声信号，采用二阶线性跟踪微分器来实现其过渡过程，表达式如下：

其中v为位置指令，v₁、v₂分别为位置指令和位置指令微分的跟踪信号，r₁为二阶线性跟踪微分器的参数，用于观测微分信号的运算；二阶线性跟踪微分器的离散化表达式为：

式(2)中，v(k)为实际振镜电机角度指令，v₁(k+1)为给定振镜电机角度指令信号，v₂(k+1)为给定振镜电机角度指令信号的微分，c₁为计算步长，k为采样时刻；

步骤二：根据位置反馈信号，利用扩张状态观测器，得到补偿了扰动的位置反馈信号及其微分的观测值；

振镜电机系统模型的状态方程可表示为：

式(3)中K_T、J_m、B_m、T_d分别为电机的转矩常数、转动惯量、阻尼系数和负载转矩，i_a为绕组电流，x₁、x₂分别为振镜电机的转子实际位置和角速度，y为振镜电机模型的输出变量，表征振镜电机的转子实际位置；定义系统的综合扰动为：

记

取振镜电机的最终控制量为

则式(3)所示的振镜电机系统模型的状态方程可写作：

对振镜电机系统，可用三阶线性扩张状态观测器，由角度信号估计出角速度和角加速度信号，并将扰动移速叠加到角加速度信号中加以补偿，构造三阶线性扩张状态观测器如下：

其中，z₁、z₂为系统位置反馈及位置反馈微分的观测值，z₃为系统扰动的观测值，e为位置观测值与实际值之间的误差，β₁、β₂、β₃为扩张状态观测器的增益系数，c为采样步长；扩张状态观测器输出的z₁、z₂信号作为系统的反馈及其微分信号，用于反馈控制器的解算；

步骤三：根据给定的位置信号及其微分和观测的位置信号及其微分，利用非线性PID控制器，得到电流给定值；

反馈控制器选用非线性PID控制器，其控制率如下：

其中，v₁、v₂分别为位置指令和位置指令微分的跟踪信号，z₁、z₂为系统位置反馈及位置反馈微分的观测值，e₁为非线性PID控制器的误差信号，e₂为该误差信号的微分，e₀为该误差信号的积分，sign()为符号函数，α、β为常数，k_I、k_P、k_D为该非线性PID控制器的可调控制参数，分别对误差信号的积分、误差信号、误差信号的微分相关量进行调控；fal()为非线性函数,其函数输入变量e表征误差信号，常数α、β是函数的可调参数，其函数值表征了系统的增益系数；由公式(9)可知，当误差信号e小于临界值β时，误差增益系数为固定值；当误差信号大于临界值β时，误差增益系数随误差改变而改变，即误差信号e越小，fal()的函数值越大，误差信号e越大，fal()的函数值越小，fal()函数的该特性实现了变增益控制，拟合了“大误差，小增益；小误差，大增益”的工程经验。

优选地，所述的FPGA采用Cyclone V SE SoC系列的EP5CSEA4，最高CPU时钟频率可达925MHz，具有40000个逻辑单元，15094个自适应逻辑块，60376个寄存器,124个可配置I/O引脚。

优选地；所述的功率驱动器MOSFET元件采用IPD60N10S4L-12，热损低，体积小，功率密度高。

优选地；所述的供电电路中的直流主电源为30V。

优选地；所述上位机与数字控制电路的通信采用的通讯协议为XY2-100协议。

控制算法是基于纯FPGA处理器实现的，采用并行算法，有更优异的系统动态响应性能。

本发明能够达到的有益技术效果为：

(1)在驱动控制方法上，采用“位置环+电流环”的“两环”结构，具有稳定性好精度高的优点，相比于“位置环+速度环+电流环”的“三环”结构，提高了系统动态响应性能；由于多环控制结构的最外环的截止频率代表了系统响应的快速性，多环的结构会限制系统频响的提高，本发明中的驱动控制方法取消了“速度环”这一中间环节，采用“两环”结构，这对于提升系统动态响应具有显著的作用。

(2)位置环设计基于自抗扰技术，解决了传统PID控制方法中存在的初始误差大、收敛速度不足、抗扰能力不足等问题，提高了系统的抗扰能力和动态性能；

(3)控制算法的实现基于纯FPGA处理器，采用并行算法，系统动态响应更好。

(4)本发明提供了激光打标用振镜电机系统的数字式驱动控制器；功率驱动器采用MOSFET的H桥逆变器驱动方式，具有低损耗、高效率、小体积的特点。

附图说明

图1为本发明提出的一种数字控制振镜电机系统电机驱动控制器的整体结构示意图

图2为本发明提出的驱动控制器所包括的H桥逆变器电路的结构示意图。

图3为本发明提出的基于自抗扰技术的振镜电机控制方法所采用的控制策略示意图。

图4为本发明提出的基于自抗扰技术的振镜电机控制方法的位置环控制方法流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图1-4详细说明本发明技术方案的一个具体实施例。

图1所示为本发明所提供的数字控制振镜电机系统的高性能驱动控制器，由数字控制电路、功率驱动电路、信号采样转换电路、供电电路、通信电路等五部分组成。所述的数字控制电路以FPGA为核心，由FPGA芯片及外围电路构成，其中FPGA芯片选用美国ALTERA公司Cyclone V SE SoC系列的EP5CSEA4，最高CPU时钟频率可达925MHz，具有40000个逻辑单元，15094个自适应逻辑块，60376个寄存器,124个可配置I/O引脚。

所述功率驱动电路由MOSFET器件组成的H桥逆变器电路及驱动芯片电路组成，其中MOSFET器件选取IPD60N10S4L-12，耐压100V，最大电流60A，导通电阻12mΩ通态损耗小，体积重量小，功率密度高；所述H桥逆变器电路的拓扑结构如图2所示；所述驱动芯片电路的驱动芯片选用ADI公司的ADuM4233，采用逻辑输入与驱动输出隔离方式，隔离耐压值可达800V，具有高可靠性。

所述信号采样转换电路包括电流信号的采样转换电路和位置信号的采样转换电路，其分别由相应的传感器和AD转换芯片电路组成；其中电流传感器采用LEM公司的CASR6-NP，测量原理为电流的霍尔效应，具有高测量精度、高带宽的特点，所述电流采样所需的AD芯片选用ADI公司的AD9220，是一款12位电源高速并口AD芯片，其采用串并行比较原理实现AD转换；所述位置传感器采用光电式模拟传感器，相应的AD转换芯片选用ADI公司的AD4003，AD4003是一款低噪声、低功耗、高速、18位、2MSPS精密逐次逼近型(SAR)模数转换器。

所述供电电路采用隔离供电方案，系统弱电部分由电源管理芯片VRB2405S-6WR3隔离电源产生，VRB2405S-6WR3将30V直流电转换为5V直流电，为各个数字芯片供电，而FPGA芯片正常工作所需的3.3V和1.2V电压，通过电源管理芯片TPS70445产生，系统强电部分即功率驱动电路的供电，15V的开启电压分别由三个VRB2415S-6WR3产生。

所述通信电路实现上位机到数字控制电路的指令传输，采用XY2-100的通讯协议，使用三线进行实时通讯，为了提升系统的抗干扰能力，保证信号传输的正确性，电平信号均采用差分线进行传输，电机接收到差分信号后，进行差分电平的转换，再将转换后的结果传输至FPGA处理器。

图3所示为本发明提供的振镜电机系统控制方法，系统的整体控制框架采用内环为电流环、外环为位置环的双闭环结构，由于多环控制结构的最外环的截止频率代表了系统响应的快速性，多环的结构会限制系统频响的提高，相比于传统的“位置环+速度环+电流环”的“三环”结构，本发明中的控制方法取消了“速度环”这一中间环节，采用“两环”结构，具有更优良的动态响应性能。其中位置环通过上位机的位置指令和位置反馈信号，解算出电机的给定电流；其中电流环通过给定电流信号和电流反馈信号，解算出给定电压，并将其转化为PWM控制信号，输送给功率驱动电路，控制MOSFET的开通与关断以实现对电机供电的控制，最终实现对电机的位置伺服控制。

所述电流环由PI控制器、PWM变换器及电流反馈回路构成，PI控制器通过调制位置环得出的给定电流信号和电流反馈回路传递的反馈电流信号的误差，解算出给定电压信号，给定电压经过PWM变换器的处理，转化为功率逆变器控制所需的PWM控制信号。

图4所示为本发明提供的驱动控制方法的位置环控制流程图，该控制方法采用了了自抗扰技术，自抗扰技术是在经典PID控制的基础上改进发展起来的一种控制技术，它针对经典PID控制中的一些不足做出了相应的优化与改进。在经典PID控制中，存在对于初始误差较大造成控制信号过大的问题，自抗扰理论中采用安排过渡过程的方式，控制给定信号的初始误差，解决了这个问题；自抗扰理论中提出的非线性反馈控制率，相比于经典PID控制中线性加权比例、积分、微分项具有更高的收敛速度；对于变化的扰动形式，自抗扰技术中采用的扩张状态观测器，能够对扰动实施补偿，提高了系统的抗扰性能。

基于自抗扰技术的位置环控制流程如下：

步骤一：根据实际位置指令，利用二阶线性跟踪微分器安排过渡过程，得到给定的位置信号及其微分；

为系统安排过渡过程，根据实际系统的情况，设定合适的跟踪曲线作为实际输入指令，从而降低系统控制率中的初始误差，使得系统稳定快速的跟随指令，缓解了超调与快速性的矛盾；位置指令信号中一般不含噪声信号，采用二阶线性跟踪微分器来实现其过渡过程，表达式如下：

其中v为位置指令，v₁、v₂分别为位置指令和位置指令微分的跟踪信号，r₁为二阶线性跟踪微分器的参数，用于观测微分信号的运算；二阶线性跟踪微分器的离散化表达式为：

式中，v(k)为实际振镜电机角度指令，v₁(k+1)为给定振镜电机角度指令信号，v₂(k+1)为给定振镜电机角度指令信号的微分，c₁为计算步长，k为采样时刻；

步骤二：根据位置反馈信号，利用扩张状态观测器，得到补偿了扰动的位置反馈信号及其微分的观测值；

振镜电机系统模型的状态方程可表示为：

式中K_T、J_m、B_m、T_d分别为电机的转矩常数、转动惯量、阻尼系数和负载转矩，i_a为绕组电流，x₁、x₂分别为振镜电机的转子实际位置和角速度，y为振镜电机模型的输出变量，表征振镜电机的转子实际位置；定义系统的综合扰动为：

记

取振镜电机的最终控制量为

则式(3)所示的振镜电机系统模型的状态方程可写作：

对振镜电机系统，可用三阶线性扩张状态观测器，由角度信号估计出角速度和角加速度信号，并将扰动移速叠加到角加速度信号中加以补偿，构造三阶线性扩张状态观测器如下：

其中，z₁、z₂为系统位置反馈及位置反馈微分的观测值，z₃为系统扰动的观测值，e为位置观测值与实际值之间的误差，β₁、β₂、β₃为扩张状态观测器的增益系数，c为采样步长；扩张状态观测器输出的z₁、z₂信号作为系统的反馈及其微分信号，用于反馈控制器的解算；

步骤三：根据给定的位置信号及其微分和观测的位置信号及其微分，利用非线性PID控制器，得到电流给定值；

反馈控制器选用非线性PID控制器，其控制率如下：

其中，v₁、v₂分别为位置指令和位置指令微分的跟踪信号，z₁、z₂为系统位置反馈及位置反馈微分的观测值，e₁为非线性PID控制器的误差信号，e₂为该误差信号的微分，e₀为该误差信号的积分，sign()为符号函数，α、β为常数，k_I、k_P、k_D为该非线性PID控制器的可调控制参数，分别对误差信号的积分、误差信号、误差信号的微分相关量进行调控；fal()为非线性函数,其函数输入变量e表征误差信号，常数α、β是函数的可调参数，其函数值表征了系统的增益系数；由公式(9)可知，当误差信号e小于临界值β时，误差增益系数为固定值；当误差信号大于临界值β时，误差增益系数随误差改变而改变，即误差信号e越小，fal()的函数值越大，误差信号e越大，fal()的函数值越小，fal()函数的该特性实现了变增益控制，拟合了“大误差，小增益；小误差，大增益”的工程经验。

此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

Claims (5)

1.一种激光打标用数字控制振镜电机系统的驱动控制方法，该驱动控制方法在所述振镜电机系统的驱动控制器中实现，所述驱动控制器以FPGA处理器为核心，采用H桥逆变器的拓扑结构实现对振镜电机的驱动；所述驱动控制器包括数字控制电路、功率驱动电路、信号采样转换电路、供电电路和通信电路；

所述数字控制电路以FPGA处理器为核心，由FPGA芯片及其外围电路组成，完成系统各信号的接收与控制算法的实现，并输出指令信号控制驱动电路，控制振镜电机动作；

所述功率驱动电路包括驱动芯片电路和由MOSFET器件组成的H桥逆变器电路，驱动芯片电路接收数字控制电路输出的PWM控制信号，经隔离和功率放大后输出给H桥逆变器电路，控制H桥逆变器电路中MOSFET器件的开通和关断；H桥逆变器电路连接电机的绕组，实现对电机的供电控制；

所述信号采样转换电路包含电流检测电路和位置信号测量电路，它们分别由相应的电流或位置传感器和AD转换芯片电路组成，负责采集电机电流和转子位置信息，并进行模拟到数字的转换，以便数字控制电路完成计算；

所述供电电路包括直流主电源、各个隔离电源芯片及其外围电路，为各数字芯片和H桥驱动电路供电；

所述通信电路包括上位机板卡与FPGA处理器之间的通信模块电路，实现上位机与数字控制电路的通信，上位机将解算好的电机目标位置信息传输到FPGA处理器；

上位机板卡给出目标位置指令，通过通讯电路传输给FPGA处理器，同时电机的电流、位置的信息通过信号采样转换电路传给FPGA处理器，FPGA处理器通过对目标位置指令信号、电流信号、位置信号进行解算，得到电机的PWM控制信号，PWM控制信号通过功率驱动电路控制振镜电机绕组的通电，从而实现对振镜电机的高性能驱动；

其特征在于：所述驱动控制方法采用“位置环+电流环”的控制策略；

电流环为振镜电机系统的内环，由电流环控制器、PWM功率变换器和电流反馈回路组成；电流环控制器采用PI控制器，通过调制给定电流信号和电流反馈回路传递的反馈电流信号的误差，得到给定电压信号，PWM功率变换器则将给定电压信号转化为PWM控制信号，进而控制电机逆变器的供电，实现对振镜电机的驱动控制；

位置环为振镜电机系统的外环，该位置环包含如下三部分：二阶线性跟踪微分器、扩张状态观测器和非线性PID控制器；其中，所述位置环控制采用自抗扰技术，位置环控制的具体控制流程为：

步骤一：根据实际位置指令，利用二阶线性跟踪微分器安排过渡过程，得到给定的位置信号及其微分；

为系统安排过渡过程，根据实际系统的情况，设定合适的跟踪曲线作为实际输入指令，从而降低系统控制率中的初始误差，使得系统稳定快速的跟随指令，缓解了超调与快速性的矛盾；位置指令信号中一般不含噪声信号，采用二阶线性跟踪微分器来实现其过渡过程，表达式如下：

其中v为位置指令，v₁、v₂分别为位置指令和位置指令微分的跟踪信号，r₁为二阶线性跟踪微分器的参数，用于观测微分信号的运算；二阶线性跟踪微分器的离散化表达式为：

式(2)中，v(k)为实际振镜电机角度指令，v₁(k+1)为给定振镜电机角度指令信号，v₂(k+1)为给定振镜电机角度指令信号的微分，c₁为计算步长，k为采样时刻；

步骤二：根据位置反馈信号，利用扩张状态观测器，得到补偿了扰动的位置反馈信号及其微分的观测值；

振镜电机系统模型的状态方程可表示为：

式(3)中，K_T、J_m、B_m、T_d分别为电机的转矩常数、转动惯量、阻尼系数和负载转矩，i_a为绕组电流，x₁、x₂分别为振镜电机的转子实际位置和角速度，y为振镜电机模型的输出变量，表征振镜电机的转子实际位置；定义系统的综合扰动为：

记

取振镜电机的最终控制量为

则式(3)所示的振镜电机系统模型的状态方程可写作：

对振镜电机系统，可用三阶线性扩张状态观测器，由角度信号估计出角速度和角加速度信号，并将扰动移速叠加到角加速度信号中加以补偿，构造三阶线性扩张状态观测器如下：

其中，z₁、z₂为系统位置反馈及位置反馈微分的观测值，z₃为系统扰动的观测值，e为位置观测值与实际值之间的误差，β₁、β₂、β₃为扩张状态观测器的增益系数，c为采样步长；扩张状态观测器输出的z₁、z₂信号作为系统的反馈及其微分信号，用于反馈控制器的解算；

步骤三：根据给定的位置信号及其微分和观测的位置信号及其微分，利用非线性PID控制器，得到电流给定值；

反馈控制器选用非线性PID控制器，其控制率如下：

其中，v₁、v₂分别为位置指令和位置指令微分的跟踪信号，z₁、z₂为系统位置反馈及位置反馈微分的观测值，e₁为非线性PID控制器的误差信号，e₂为该误差信号的微分，e₀为该误差信号的积分，sign()为符号函数，α、β为常数，k_I、k_P、k_D为该非线性PID控制器的可调控制参数，分别对误差信号的积分、误差信号、误差信号的微分相关量进行调控；fal()为非线性函数,其函数输入变量e表征误差信号，常数α、β是函数的可调参数，其函数值表征了系统的增益系数；由公式(9)可知，当误差信号e小于临界值β时，误差增益系数为固定值；当误差信号大于临界值β时，误差增益系数随误差改变而改变，即误差信号e越小，fal()的函数值越大，误差信号e越大，fal()的函数值越小，fal()函数的该特性实现了变增益控制，拟合了“大误差，小增益；小误差，大增益”的工程经验。

2.根据权利要求1所述的驱动控制方法，其特征在于：所述的FPGA采用Cyclone V SESoC系列的EP5CSEA4，最高CPU时钟频率可达925MHz，具有40000个逻辑单元，15094个自适应逻辑块，60376个寄存器,124个可配置I/O引脚。

3.根据权利要求1-2中任一项所述的驱动控制方法，其特征在于：所述的功率驱动器MOSFET元件采用IPD60N10S4L-12，热损低，体积小，功率密度高。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的驱动控制方法，其特征在于：所述的供电电路中的直流主电源为30V。

5.根据权利要求1-4中任一项所述的驱动控制方法，其特征在于：所述上位机与数字控制电路的通信采用的通讯协议为XY2-100协议。

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