CN112910279A

CN112910279A - 一种电源电路及其控制方法

Info

Publication number: CN112910279A
Application number: CN202110130377.9A
Authority: CN
Inventors: 王卫江; 谢康
Original assignee: Shenzhen Huntkey Electric Co Ltd
Current assignee: Shenzhen Huntkey Electric Co Ltd
Priority date: 2021-01-29
Filing date: 2021-01-29
Publication date: 2021-06-04
Anticipated expiration: 2041-01-29
Also published as: CN112910279B

Abstract

本申请提供一种电源电路及其控制方法，该电源电路中，其桥式整流单元的直流侧正负极之间设置有两个串联连接的输出电容，其可控半导体开关电路设置于桥式整流单元的交流侧零火线之一与两个输出电容的连接点之间；其输入电压均值采样比较电路和输入电压变化率比较电路分别输出均值比较结果和变化率比较结果；其控制单元依据均值比较结果和变化率比较结果，控制可控半导体开关电路的通断状态，以使电源电路在自身输入电压均值和变化率均低于相应阈值时等效变换为倍压整流电路，而在自身输入电压均值或变化率高于相应阈值时等效变换为桥式整流电路；以实现该电源电路整流模式的自动切换，避免了用户因遗忘或拨错开关导致的过压而失效爆炸的现象。

Description

一种电源电路及其控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，更具体的说，尤其涉及一种电源电路及其控制方法。

背景技术

在现有的交流输入整流模式可切换的电源电路中，一般采用桥式整流电路、切换开关、和两个串联的电解电容来实现如下整流模式切换功能，如图1所示：在电源电路处于倍压整流模式时，整流后的输出电压最大值约为是电网峰值电压的两倍；如

在电路处于桥式整流模式时，整流后的输出电压最大值约为电网峰值电压，如

其中，Uac为交流输入线AC-L与AC-N之间的电压有效值；Udc为整流后直流电压正极VDC与整流后直流电源的负极PGND之间的电压最大值。图1中，AC-L为交流市电电压火线；AC-N为交流市电电压零线；VDC为整流后直流电压正极；PGND为整流后直流电压的负极；D1、D2、D3、D4均为二极管；S1为手动开关；C1、C2均为电容器。

该电源电路中通过正确地手动切换两种整流方式，可以在输入不同的电网电压时，使两个串联的电解电容输出电压的最大值都能够保持基本稳定值；这些设备在终端客户安装使用前，需要根据当地电网的电压标称值，手动调整整流模式切换开关S1的状态。但是终端使用客户对设备内部的开关的操作并不专业，经常存在遗忘或拨错开关的情况，因此经常会导致电源在切换开关S1闭合，即倍压整流模式时，接通输入高压交流电，其标称电压为220-240Vac；这时电解电容(如图1所示C1和C2)就会因为过压而失效爆炸，导致客户和设备生产厂商的经济损失和信誉损失以及一系列安规危险。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种电源电路及其控制方法，用于实现电源电路对电网变化的瞬间上升能够快速响应、提升电源电路的使用安全性。

本发明第一方面公开了一种电源电路，包括：桥式整流单元、可控半导体开关电路、输入电压均值采样比较电路、输入电压变化率采样比较电路和控制单元；其中：

所述桥式整流单元的直流侧正负极之间设置有两个串联连接的输出电容；

所述可控半导体开关电路的第一端与所述桥式整流单元的交流侧零线或火线相连，第二端与两个所述输出电容之间的连接点相连，其控制端连接所述控制单元的输出端；

所述输入电压均值采样比较电路，用于采集所述电源电路的输入电压均值，并与预设均值进行比较，输出均值比较结果；

所述输入电压变化率采样比较电路，用于采集所述电源电路的输入电压变化率，并与预设变化率进行比较，输出变化率比较结果；

所述控制单元，用于根据所述均值比较结果和所述变化率比较结果，控制所述可控半导体开关电路的通断状态，在所述输入电压均值低于所述预设均值且所述输入电压变化率低于所述预设变化率时，以使所述电源电路等效变换为倍压整流电路，而在所述输入电压均值高于所述预设均值或所述输入电压变化率高于所述预设变换率时，以使所述电源电路等效变换为桥式整流电路。

可选的，所述可控半导体开关电路包括：可双向通断的可控半导体开关电路。

可选的，所述可控半导体开关电路，包括：第一开关管、第二开关管、第五二极管和第六二极管，其中：

所述第一开关管和所述第二开关管均为：绝缘栅双极型晶体管IGBT或晶体三极管BJT；

所述第一开关管的基极与所述第二开关管的基极相连，连接点作为所述可控半导体开关电路的控制端、连接所述控制单元的输出端；

所述第一开关管的发射极与所述第二开关管的发射极相连，连接点作为所述可控半导体开关电路的接地端；

所述第一开关管的集电极连接所述火线或所述零线；

所述第二开关管的集电极连接所述两个输出电容之间的连接点；

所述第五二极管的阳极与所述第一开关管的发射极相连，所述第五二极管的阴极与所述第一开关管的集电极相连；

所述第六二极管的阳极与所述第二开关管的发射极相连，所述第六二极管的阴极与所述第二开关管的集电极相连。

可选的，所述可控半导体开关电路包括：第一开关管、第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管，其中：

所述第一开关管为：金属氧化物场效应晶体管MOSFET、氮化镓场效应晶体管GaN-FET、碳化硅场效应晶体管SIC-MOSFET、IGBT和BJT中的至少一种；

所述第五二极管的阴极与所述第六二极管的阴极相连，连接点与所述第一开关管的第一端相连；

所述第七二极管的阳极与所述第八二极管的阳极相连，连接点与所述第一开关管的第二端相连；

所述第五二极管的阳极和所述第七二极管的阴极相连，连接点连接所述火线或所述零线，所述第六二极管的阳极和所述第八二极管的阴极相连，连接点连接所述两个输出电容之间的连接点；

所述第一开关管的控制端作为所述可控半导体开关电路的控制端、连接所述控制单元的输出端；

所述第一开关管的第二端还作为所述可控半导体开关电路的接地端。

可选的，所述可控半导体开关电路包括：第一开关管和第二开关管，其中：

所述第一开关管和所述第二开关管均为：MOSFET、GaN-FET或SIC-MOSFET；

所述第一开关管的栅极与所述第二开关管的栅极相连，连接点作为所述可控半导体开关电路的控制端、连接所述控制单元的输出端；

所述第一开关管的源极与所述第二开关管的源极相连，连接点作为所述可控半导体开关电路的接地端；

所述第一开关管的漏极连接所述火线或所述零线；

所述第二开关管的漏极连接所述两个输出电容之间的连接点。

可选的，所述输入电压均值采样比较电路，包括：第三电容、第十三电阻、第七二极管和第一比较器；其中：

所述第一比较器的同相输入端接收所述预设均值作为其比较阈值；

所述第一比较器的反相输入端与第三电阻的一端相连，所述第三电阻的而另一端分别通过第八二极管和第九二极管连接所述桥式整流单元的交流侧，所述第一比较器的反相输入端且还通过并联连接的第四电阻和所述第三电容接地，以使所述第一比较器的反相输入端接收所述输入电压均值；

所述第一比较器的输出端通过所述第十三电阻连接所述第七二极管的阴极；

所述第七二极管的阳极作为所述输入电压均值采样比较电路的输出端。

可选的，所述输入电压变化率采样比较电路，包括：第八电容、第二十三电阻、第十二极管、第三比较器，其中：

所述第三比较器的同相输入端接收所述预设变化率作为其比较阈值；

所述第三比较器的反相输入端依次连接第九电阻和第八电容；所述第八电容还分别通过第八二极管和第九二极管连接所述桥式整流单元的交流侧，所述第三比较器的反相输入端还通过第十电阻接地，以使所述第三比较器的反相输入端接收所述输入电压变化率；

所述第三比较器的输出端通过所述第二十三电阻连接所述第十二极管的阴极；

所述第十二极管的阳极作为所述输入电压变化率采样比较电路的输出端。

可选的，所述控制单元包括：第三开关管、第四比较器以及隔离驱动模块；其中：

所述第四比较器的同相输入端，分别与所述输入电压变化率采样比较电路的输出端和所述输入电压均值采样比较电路的输出端相连，且通过第十四电阻连接相应电源，还通过并联连接的第十三电容和第十五电阻接地；

所述第四比较器的反相输入端接收其比较阈值；

所述第四比较器输出的信号用于控制所述第三开关管动作；

所述第三开关管与所述隔离驱动模块的输入端连接；

所述隔离驱动模块的输出端作为所述控制单元的输出端。

本发明第二方面公开了一种电源电路的控制方法，所述电源电路包括：桥式整流单元和可控半导体开关电路；所述桥式整流单元的直流侧正负极之间设置有两个串联连接的输出电容；所述可控半导体开关电路的一端与所述桥式整流单元的交流侧零线或火线相连，另一端与两个所述输出电容之间的连接点相连；所述电源电路的控制方法包括：

采集所述电源电路的输入电压均值，并与预设均值进行比较，输出均值比较结果；以及，采集所述电源电路的输入电压变化率，并与预设变化率进行比较，输出变化率比较结果；

根据所述均值比较结果和所述变化率比较结果，控制所述电源电路中的可控半导体开关电路的通断状态，在所述输入电压均值低于所述预设均值且所述输入电压变化率低于所述预设变化率时，以使所述电源电路等效变换为倍压整流电路，而在所述输入电压均值高于所述预设均值或所述输入电压变化率高于所述预设变换率时，以使所述电源电路等效变换为桥式整流电路。

可选的，根据所述均值比较结果和所述变化率比较结果，控制所述可控半导体开关电路的通断状态，包括：

若所述均值比较结果表征所述输入电压均值低于所述预设均值，并且，所述变化率比较结果表征所述输入电压变化率低于所述预设变化率，则控制可控半导体开关电路中的一个开关管导通；

若所述均值比较结果表征所述输入电压均值高于所述预设均值，或者，所述变化率比较结果表征所述输入电压变化率高于所述预设变化率，则控制所述可控半导体开关电路中的全部开关管关断。

从上述技术方案可知，本发明提供的一种电源电路，其桥式整流单元的直流侧正负极之间设置有两个串联连接的输出电容，其可控半导体开关电路设置于桥式整流单元的交流侧零线或火线，与两个输出电容的连接点之间；其输入电压均值采样比较电路和输入电压变化率比较电路分别采集电源电路的输入电压均值和输入电压变化率，并分别与相应阈值进行比较之后输出均值比较结果和变化率比较结果；其控制单元依据均值比较结果和变化率比较结果，控制可控半导体开关电路的通断状态，以使电源电路在自身输入电压均值和变化率低于相应阈值时等效变换为倍压整流电路，而在自身输入电压均值或变化率高于相应阈值时等效变换为桥式整流电路；以实现该电源电路整流模式的自动切换，避免了用户因遗忘或拨错开关导致的过压而失效爆炸的现象；并且，将电压变化率作为控制条件，以提升控制单元对电网变化的反应速度；同时还采用响应速度快的可控半导体开关电路这种高速开关，而非继电器等低速开关，有效地解决手动开关和低速开关对电网电压瞬间波动无法及时响应的缺陷，避免产生安全生产问题，具有较好的安全可靠性效果和社会经济效益。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1是现有技术提供的一种可切换的电源电路的示意图；

图2是现有技术提供的另一种可切换的电源电路的示意图；

图3是现有技术提供的可切换的电源电路的电压变化图；

图4是本申请提供的一种电源电路的示意图；

图5是本申请提供的一种电源电路中输入电压均值采样比较电路的示意图；

图6是本申请提供的一种电源电路中输入电压变化率采样比较电路的示意图；

图7是本申请提供的一种电源电路中控制单元的示意图；

图8-图11是本申请提供的一种电源电路中可控半导体开关电路的示意图；

图12是本申请提供的电源电路的变化变化图；

图13是本申请提供的另一种电源电路的示意图；

图14是本申请提供的一种电源电路的控制方法的流程图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

需要说明的是的，如图1所示的工作原理如下：

倍压整流模式下，当电源的输入端(AC-L、AC-N)接入低压交流电网系统(例如：标称电压为100Vac～120Vac的交流供电系统)时，可以通过将切换开关(S1)闭合，使整流器变为倍压整流的模式，此时整流器后端串联的两个电解电容(C1、C2)的输出电压最大值约为是电网峰值电压的两倍。如公式1所示：

桥式整流模式下，当电源的输入端(AC-L、AC-N)接入高压交流电网系统(例如：标称电压为220Vac～240Vac的交流供电系统)时，可以通过将切换开关(S1)断开，使整流器变为桥式整流的模式，此时整流器后端串联的两个电解电容(C1、C2)的输出电压最大值约为电网峰值电压。如公式2所示：

通过正确地手动切换两种整流方式，可以在输入不同的电网电压时，使两个串联的电解电容输出电压的最大值都能够保持基本稳定值。

举例说明如下：

1、当正确操作切换开关S1时，电容C1和C2串联的输出电压最大值计算方法举例为：当交流输入电压Uac＝110V时，将切换开关S1闭合，经过倍压整流后，计算得出电容上输出电压的最大值Udc＝311.1V；当交流输入电压Uac＝220V时，将切换开关S1断开，经过全波整流后，计算得出电容上输出电压的最大值Udc＝311.1V。其中，Uac为交流输入线AC-L与AC-N之间的电压有效值；Udc为整流后直流电压正极VDC与整流后直流电源负极PGND之间的电压最大值。

2、当错误操作切换开关S1时，电容C1和C2串联的输出电压最大计算值方法举例为：当交流输入电压Uac＝220V时，切换开关S1闭合，经倍压整流后，计算得出电容上输出电压的最大值Udc＝622.2V。

考虑成本和体积因素，在标准化工业电源电路中，电容C1和C2一般选用200V-250V耐压值。这两个电容串联后，耐压值为400V-500V。耐压值远低于上述误操作情况下Udc最大值622.2V，因此在这种情况下会导致电解电容过压失效爆炸。

在有些电源应用场景中，例如大量装配了标准化工业电源的工业设备会在全球市场范围内销售。这些设备装配的工业电源有很大部分采用了上述交流输入电压整流模式手动切换的电源电路。

这些设备在终端客户安装使用前，需要根据当地电网的电压标称值，手动调整整流模式切换开关S1的状态。但是终端使用客户对设备内部的开关的操作并不专业，经常存在遗忘或拨错开关的情况，因此经常会导致电源在切换开关S1闭合，也即倍压整流模式时，接通输入高压交流电(220Vac)。这时电容C1和C2就会因为过压而失效爆炸。导致客户和设备生产厂商的经济损失和信誉损失以及一系列安规危险。

基于此，本发明实施例提供一种电源电路，用于解决现有技术中经常存在遗忘或拨错开关的情况，导致客户和设备生产厂商的经济损失和信誉损失以及一系列安规危险的问题。

参见图4，该电源电路，包括：桥式整流单元(包括如图4所示的D1、D2、D3和D4)、可控半导体开关电路40、输入电压均值采样比较电路10、输入电压变化率采样比较电路30、控制单元20和输出电容单元。

输出电容单元设置于桥式整流单元的直流侧正负极之间；具体的，输出电容单元的正极与桥式整流单元的直流侧正极VDC相连；输出电容单元的负极与桥式整流单元的直流侧负极PGND相连。该输出电容单元包括：两个串联连接输出电容，这两个输出电容分别为第一电容C1和第二电容C2；第一电容C1的一端作为输出电容单元的正极、与桥式整流单元的直流侧正极VDC相连，第一电容C1的另一端与第二电容C2的一端相连，连接点作为输出电容单元的中点，第二电容C2的另一端作为输出电容单元的负极、与桥式整流单元的直流侧负极PGND相连。

该桥式整流单元包括：第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4；其中，第一二极管D1的阳极和第三二极管D3的阴极与桥式整流单元的交流侧火线AC-L相连；第二二极管D2的阳极和第四二极管D4的阴极与桥式整流单元的交流侧零线AC-N相连；第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阴极相连，连接点作为桥式整流单元的直流侧正极VDC、与输出电容单元的正极相连；第三二极管D3的阳极和第四二极管D4的阳极相连，连接点作为桥式整流单元的直流侧负极PGND、与输出电容单元的负极相连。

可控半导体开关电路40的第一端与桥式整流单元的交流侧零线AC-N(如图4所示)，或者与桥式整流单元的交流侧火线AC-L相连(未进行图示)；可控半导体开关电路40的第二端与输出电容单元的中点相连，也即与两个输出电容之间的连接点相连；可控半导体开关电路40的控制端连接控制单元20的输出端。

也即，可控半导体开关电路40的具体设置方式有两种：一是如图4所示，可控半导体开关电路40的第一端与桥式整流单元的交流侧零线AC-N相连，可控半导体开关电路40的第二端与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点相连；二是，可控半导体开关电路40的一端与桥式整流单元的交流侧火线AC-L相连，可控半导体开关电路40的另一端与第一电容C1和第二电容C2之间的连接点相连(未进行图示)。

输入电压均值采样比较电路10，用于采集电源电路的输入电压均值，并与预设均值进行比较，输出均值比较结果。具体的，该输入电压均值采样比较电路10的输入端通过相应的二极管整流电路(如图5所示的D8和D9)连接桥式整流单元的交流侧火线AC-L和零线AC-N；该输入电压均值采样比较电路10的输出端与控制单元20的输入端相连。

输入电压变化率采样比较电路30，用于采集电源电路的输入电压变化率，并与预设变化率进行比较，输出变化率比较结果。具体的，输出电压变化率采样比较电路的输入端也通过相应的二极管整流电路连接桥式整流单元的交流侧火线AC-L和零线AC-N，该输入电压变化率采样比较电路30的输出端OUT与控制单元20的输入端相连。

控制单元20的输入端与输入电压均值采样比较电路10的输出端和输入电压变化率采样比较电路30的输出端相连，以接收该输入电压均值采样比较电路10输出的均值比较结果和该输入电压变化率采样比较电路30输出的变化率比较结果；该控制单元20的输出端DRV与可控半导体开关电路40的控制端相连。该控制单元20用于根据均值比较结果和变化率比较结果，控制可控半导体开关电路40的通断状态，在输入电压均值低于预设均值且输入电压变化率低于预设变化率时，以使电源电路等效变换为倍压整流电路，而在输入电压均值高于预设均值或输入电压变化率高于预设变换率时，以使电源电路等效变换为桥式整流电路。

需要说明的是，倍压整流电路适用于电网电压较低的场景，桥式整流电路适用于电网电压较高的场景；因此，在均值比较结果和变化率比较结果中的至少一个高于其对应的阈值时，则说明当前应用场景下的输入电压较高，适用于桥式整流电路；也即，应当使电源电路等效变换为桥式整流电路。在均值比较结果和变化率比较结果均低于其对应的阈值时，则说明当前应用场景下的输入电压较低，适用于倍压整流电路；也即，应当使电源电路等效变换倍压整流电路。

在本实施例中，通过控制单元20对可控半导体开关电路40的控制，以实现该电源电路整流模式的自动切换，避免了用户因遗忘或拨错开关导致的过压而失效爆炸的现象；并且，将电压变化率作为控制因素，以提升控制单元20对电网变化的反应速度；同时还采用响应速度快的可控半导体开关电路40这种高速开关，而非继电器等低速开关，有效地解决手动开关和低速开关对电网电压瞬间波动无法及时响应的缺陷，避免产生安全生产问题，具有较好的安全可靠性效果和社会经济效益。

值得说明是的是，现有技术中的交流输入电压整流模式自动切换电路原理图，如图2所示，其中，V1是指第一辅助直流电源的正极；J1为继电器；10为输入电压均值采样电路；20为控制电路。

现有的交流输入电压整流模式低速自动切换电路由桥式整流电路(包括如图2所示的D1、D2、D3、D4)、串联电容(包括如图2所示的C1、C2)、继电器J1、输入电压平均值采样电路10及控制电路20组成。

在图2所示的电路中，用继电器J1代替了手动切换开关S1，可以实现输入电网电压的自动检测和整流模式自动切换基本功能。当交流均值电压大于Us时应为桥式整流模式，当交流均值电压小于Us时应为倍压整流模式。

图2所示的交流输入电压整流模式低速自动切换电路工作波形图，如图3所示。其中，Uac1为交流输入低压值90Vac～130Vac；Uac2为交流输入高压值180Vac～264Vac；Us为整流模式切换的阀值电压；Vp1为当交流输入为低压值90Vac～130Vac时，备压整流后的输出电压VDC的峰值；Vp2为当交流输入为高压值180Vac～264Vac时，桥式整流后的输出电压VDC的峰值；Vp3为因继电器J1断开动作延时，导致倍压整流模式没有及时切换到桥式整流模式，使输出电压VDC产生的异常高电压值；T0为交流输入电压上升到整流模式切换的阀值电压Us的时刻；T1为完成整流模式切换的时刻。

在图2所示的交流输入电压整流模式自动切换电路中使用的继电器J1是低速开关器件，继电器J1触点接通和断开的延时时间典型值为5mS左右。然而当电源做输入电网电压切换的可靠性测试项目时，输入电压由低压Uac1(110Vac)瞬间切换到高压Uac2(220Vac)，此时切换电压由低压上升到高压的时间小于继电器J1的断开延时5mS，因此整流电路没有足够的时间由低压时的倍压整流模式切换到桥式整流模式，导致电源在输入电压上升到高压(220Vac)时，仍然处于倍压整流的模式中，如图3中的Vp3电压，从而导致电容C1和C2过压失效爆炸。

在实际使用中，因感应雷电、大型设备启停等因素经常会导致交流电网中瞬间浪涌电压升高；图2所示的交流输入电压整流模式低速自动切换电路也无法及时对电网中瞬间出现的浪涌电压做出正确的继电器J1切换动作，从而导致电容C1和C2爆炸失效概率大幅增加，可靠性较低。

而在本实施例中，采用响应速度快的可控半导体开关电路40这种高速开关，而非继电器等低速开关；当交流输入电压瞬间上升时，本申请可以从倍压整流模式快速切换到桥式整流模式，响应时间小于0.1mS，远快于继电器等低速开关的5mS；从而可以有效地避免整流二极管后端的电解电容过压爆炸的安全隐患；有效地解决手动开关和低速开关对电网电压瞬间波动无法及时响应的缺陷，避免产生安全生产问题；并且，因感应雷电、大型设备启停等因素所导致交流电网中瞬间浪涌电压升高，本申请也能有效快速响应，具有较好的安全可靠性效果和社会经济效益。

在实际应用中，可控半导体开关电路40包括：可双向通断的可控半导体开关电路40。

半导体开关是单向导通器件；但在本电路中，需要可双向通断的可控半导体开关电路40。在交流输入电压为正半周和负半周两个方向都要有电流流通，所以可双向通断的可控半导体开关电路40需要具有双向导通和关断功能。可以通过使用二极管和半导体开关，构建可双向通断的可控半导体开关电路40。

该可控半导体开关电路40有多种表现形式，下面分别对其中几种表现形式进行说明：

(1)如图8所示，可控半导体开关电路40，包括：第一开关管Q1、第二开关管Q2、第五二极管D5和第六二极管D6。

第一开关管Q1和第二开关管Q2可以均为IGBT，也可以均为BJT，第一开关管Q1和第二开关管Q2的具体选型，此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

第一开关管Q1的基极与第二开关管Q2的基极相连，连接点作为可控半导体开关电路40的控制端、连接控制单元20的输出端DRV。在实际应用中，该可控半导体开关电路40的控制端与控制单元20的输出端DRV之间还可以设置有第一电阻R1；也即，第一开关管Q1的基极与第二开关管Q2的基极之间的连接点与第一电阻R1的一端相连，第一电阻R1的另一端连接控制单元20的输出端DRV。可控半导体开关电路40的控制端直接连接控制单元20的输出端DRV的情况，相当于该第一电阻R1的阻值为0，也即，该第一电阻R1相当于被短路，其用一根线代替即可。

第一开关管Q1的发射极与第二开关管Q2的发射极相连，连接点作为可控半导体开关电路40的接地端。具体的，可控半导体开关电路40的接地端可以与控制单元20的第二接地端一同接地，如连接为控制单元20供电的第二辅助直流电源的负极V2-GND。在实际应用中，第一开关管Q1的发射极与第二开关管Q2的发射极之间的连接点，与可控半导体开关电路40的控制端之间还可以设置有第二电阻R2；也即，第一开关管Q1的发射极与第二开关管Q2的发射极之间的连接点，与第二电阻R2的一端相连，第二电阻R2的另一端，与第一开关管Q1的基极与第二开关管Q2的基极之间的连接点相连。无第二电阻R2时，相当于该第二电阻R2的阻值为无穷大。

第一开关管Q1的集电极连接火线AC-L或零线AC-N；具体的，如图8所示的，第一开关管Q1的集电极连接零线AC-N；或者，第一开关管Q1的集电极连接火线AC-L(未进行图示)。

第二开关管Q2的集电极连接两个输出电容之间的连接点；也即，第二开关管Q2的集电极与第一电容C1和第二电容C2的连接点相连。

第五二极管D5的阳极与第一开关管Q1的发射极相连，第五二极管D5的阴极与第一开关管Q1的集电极相连；第六二极管D6的阳极与第二开关管Q2的发射极相连，第六二极管D6的阴极与第二开关管Q2的集电极相连。也即，第五二极管D5的阳极和第六二极管D6的阳极相连，连接点与第一开关管Q1的发射极和第二开关管Q2的发射极相连。

需要说明的是，第五二极管D5和第六二极管D6可以分别集成在相应的开关管中；具体的，第五二极管D5集成在第一开关管Q1中，第六二极管D6集成在第二开关管Q2中。第五二极管D5和第六二极管D6的具体形式，此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

图8所示结构的工作原理如下：

①当交流电网电压为正半周时，此时火线AC-L的电压为正，零线AC-N的电压为负。当可双向通断的可控半导体开关电路40导通时，电源电路等效为倍压整流电路。电流流入端为火线AC-L，依次经过元件为：第一二极管D1、第一电容C1、第二开关管Q2、第五二极管D5，电流流出端为零线AC-N。

此时电网电压给第一电容C1充电，充电电压最大值为电网电压幅值。

②当交流电网电压为负半周时，此时火线AC-L的电压为负，零线AC-N的电压为正。当可双向通断的可控半导体开关电路40导通时，电源电路等效为倍压整流电路。电流流入端为零线AC-N，依次经过元件：第一开关管Q1、第六二极管D6、第二电容C2、第三二极管D3，电流流出端为火线AC-L。

此时电网电压给第二电容C2充电，充电电压最大值为电网电压幅值。

③因第一电容C1和第二电容C2上电压的最大值都是交流电网电压的幅值，这两个输出电容串联后，从正极VDC和负极PGND输出的电压最大值就是电网电压幅值的2倍。

(2)如图9和图11所示，可控半导体开关电路40包括：第一开关管Q1、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7和第八二极管D8，其中：

第一开关管Q1为：MOSFET、GaN-FET、SIC-MOSFET、IGBT和BJT中的至少一种；其具体选型此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。具体的，图9以第一开关管Q1为BJT或IGBT为例进行展示；图11以第一开关管Q1为MOSFET、GaN-FET和SIC-MOSFET中的一个为例进行展示。在图9和图11中，不需要在第一开关管Q1的外部连接独立的二极管，当然，也不排除额外设置二极管，只是会增加可控半导体开关电路40的硬件成本。

第五二极管D5的阴极与第六二极管D6的阴极相连，连接点与第一开关管Q1的第一端相连；具体的，如图9所示，该第一开关管Q1的第一端为集电极；如图11所示，该第一开关管Q1的第一端为漏极。

第七二极管D7的阳极与第八二极管D8的阳极相连，连接点与第一开关管Q1的第二端相连；具体的，如图9所示，该第一开关管Q1的第二端为发射极；如图11所示，该第一开关管Q1的第二端为源极。

第五二极管D5的阳极和第七二极管D7的阴极相连，连接点连接火线AC-L或零线AC-N；具体的，第五二极管D5的阳极和第七二极管D7的阴极相连，连接点连接火线AC-L(如图9和图11所示)；或者，第五二极管D5的阳极和第七二极管D7的阴极相连，连接点连接零线AC-N(未进行图示)。第六二极管D6的阳极和第八二极管D8的阴极相连，连接点连接两个输出电容之间的连接点；也即第六二极管D6的阳极和第八二极管D8的阴极之间的连接点，分别与第一电容C1和第二电容C2的连接点相连。

第一开关管Q1的控制端作为可控半导体开关电路40的控制端、连接控制单元20的输出端DRV，具体的，如图9所示，该第一开关管Q1的控制端为基极；如图11所示，该第一开关管Q1的控制端为栅极。在实际应用中，该可控半导体开关电路40的控制端与控制单元20的输出端DRV之间还可以设置有第一电阻R1；也即，第一开关管Q1的控制端与第一电阻R1的一端相连，第一电阻R1的另一端连接控制单元20的输出端DRV。该可控半导体开关电路40的控制端与控制单元20的输出端DRV直接相连时，相当于该第一电阻R1的阻值为0，也即，该第一电阻R1相当于被短路，其用一根线代替即可。

第一开关管Q1的第二端还作为可控半导体开关电路40的接地端。具体的，可控半导体开关电路40的接地端可以与控制单元20的第二接地端一同接地，如连接为控制单元20供电的第二辅助直流电源的负极V2-GND。在实际应用中，第一开关管Q1的控制端与第二端之间还可以设置有第二电阻R2；也即，第一开关管Q1的控制端与第二电阻R2的一端相连，第二电阻R2的另一端与第一开关管Q1的第二端相连。该第二电阻R2的阻值可以无穷大，也即，该第二电阻R2相当于被断路，第二电阻R2可以去掉。

图9所示结构的工作原理如下：

①当交流电网电压为正半周时，此时火线AC-L电压为正，零线AC-N电压为负。当可双向通断的可控半导体开关电路40导通时，电路为倍压整流模式。电流流入端为火线AC-L，依次经过元件：第一二极管D1、第一电容C1、第六二极管D6、第一开关管Q1、第七二极管D7，电流流出端为零线AC-N。

②当交流电网电压为负半周时，此时火线AC-L电压为负，零线AC-N电压为正。当可双向通断的可控半导体开关电路40导通时，电路为倍压整流模式。电流流入端为零线AC-N，依次经过元件：第五二极管D5、第一开关管Q1、第八二极管D8、第二电容C2、第三二极管D3，电流流出端为火线AC-L。

如图11所示结构的工作原理如下：

(3)如图10所示，可控半导体开关电路40包括：第一开关管Q1和第二开关管Q2，其中：

第一开关管Q1和第二开关管Q2均为：MOSFET、GaN-FET和SIC-MOSFET中的一种；第一开关管Q1和第二开关管Q2的具体选型，此处不再一一赘述，均在本申请的保护范围内。在图10中，集成在第一开关管Q1或第二开关管Q2中的二极管也可以在晶体管外部连接独立的二极管，其连接方法与集成在体内的二极管的方式相同，此处不再一一赘述，均在本申请的保护范围内。

第一开关管Q1的栅极与第二开关管Q2的栅极相连，连接点作为可控半导体开关电路40的控制端、连接控制单元20的输出端DRV。在实际应用中，该可控半导体开关电路40的控制端与控制单元20的输出端DRV之间还可以设置有第一电阻R1；也即，第一开关管Q1的栅极与第二开关管Q2的栅极之间的连接点与第一电阻R1的一端相连，第一电阻R1的另一端连接控制单元20的输出端DRV。该可控半导体开关电路40的控制端与控制单元20的输出端DRV直接相连时，相当于该第一电阻R1的阻值为0Ω，也即，该第一电阻R1相当于被短路，其用一根线代替即可。

第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的源极相连，连接点作为可控半导体开关电路40的接地端。具体的，可控半导体开关电路40的接地端可以与控制单元20的第二接地端一同接地，如连接为控制单元20供电的第二辅助直流电源的负极V2-GND。在实际应用中，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的源极之间的连接点，与可控半导体开关电路40的控制端之间还可以设置有第二电阻R2；也即，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的源极之间的连接点，与第二电阻R2的一端相连，第二电阻R2的另一端，与第一开关管Q1的栅极与第二开关管Q2的栅极之间的连接点相连。该第二电阻R2的阻值可以无穷大，也即，该第二电阻R2相当于被断路，第二电阻R2可以去掉。

第一开关管Q1的漏极连接火线AC-L或零线AC-N；具体的，如图10所示的，第一开关管Q1的漏极连接零线AC-N；或者，第一开关管Q1的漏极连接火线AC-L(未进行图示)。

第二开关管Q2的漏极连接两个输出电容之间的连接点。也即，第二开关管Q2的漏极分别与第一电容C1和第二电容C2的连接点相连。

如图10所示结构的工作原理如下：

①当交流电网电压为正半周时，此时火线AC-L电压为正，零线AC-N电压为负。当可双向通断的可控半导体开关电路40导通时，电路为倍压整流模式。电流流入端为火线AC-L，依次经过元件：第一二极管D1、第一电容C1、第二开关管Q2、第一开关管Q1的寄生体二极管或反并的独立二极管电流流出端为零线AC-N。

②当交流电网电压为负半周时，此时火线AC-L电压为负，零线AC-N电压为正。当可双向通断的可控半导体开关电路40导通时，电路为倍压整流模式。电流流入端为零线AC-N，依次经过元件：第一开关管Q1、第二开关管Q2的寄生体二极管或反并的独立二极管、第二电容C2、第三二极管D3，电流流出端为火线AC-L。

③因第一电容C1和第二电容C2上电压的最大值都是交流电网电压的幅值，这两个输出电容串联后，从端口VDC和端口PGND输出的电压最大值就是电网电压幅值的2倍。

在上述(1)、(2)和(3)中，半导体开关可以采用MOS管或BGJ管等，N型或P型不限。半导体开关相比继电器，开关速度快。本实施例提供的可双向通断的可控半导体开关电路40的几种具体实现方式中，分别采用相应半导体器件来构建可双向通断的可控半导体开关电路40，以确保输入电压整流模式的高速自动切换功能的实现。

下面对本实施例相对于现有技术的优势进行说明：

一、本发明电路采用了双向可控高速半导体开关电路40比现有电路有效地解决避免产生安全生产问题，其具体原因如下：

一般在选取两个输出电容(如图4所所示的C1和C2)的额定电压规格时，会根据输出电压VDC的最大值Udc，选取电容的额定电压比Udc高，并且有超过10％左右安全电压余量。

例如：在220Vac交流电压系统中，极限电压上限为264Vac，桥式整流后输出电压最大值如下：

因此，两个输出电容的额定电压规格值常用选取值为200V～250V，两个输出电容串联后达到400V-450V的额定耐压值。

现有电路采用继电器等低速开关器件，继电器的开关响应时间典型为5mS左右。在此响应时间间隔内，交流输入电网电压(50Hz/220Vac)最大上升值如下：

t1-t0＝5mS；在最理想的情况下，当交流电网电压瞬间上升刚好发生在交流电压过零点时，此时倍压整流后的输出电压VDC值在t0～t1时间段内上升到最大值如下：Udc2＝Udc0+Udc1＝373.3+311＝684.3V；现有电路整流后输出电容上的极限电压最大值684.3V大于两个输出电容)串联后的额定电压400V-450V，所以输出电压VDC有可能在瞬间交流输入电压上升时引起电容过压爆炸，产生安全隐患。

而本申请中，当交流输入电压瞬间上升时，例如：220Vac，50Hz，在本发明电路可以在小于0.1mS时间内，从倍压整流模式快速切换到桥式整流模式，使整流后的输出电压(VDC)电压始终在安全的范围内，如图12所示。

在此时间(0.1mS)间隔内，整流模式还是倍压整流模式，此时间内电压最大上升公式如下：

t1-t0＝0.1mS；Udc1＝Uac1*2≈17V；在最恶劣的情况下，当交流电网电压的瞬间上升刚好发生在交流电压峰值附近时，此时输出电容上最大电压值Udc2如下：Udc2＝Udc0+Udc1；其中，t0为交流输入电压开始上升时刻；t1为交流输入电压开始上升结束时刻；Uac1为交流输入电网电压最大上升值；Udc1为整流后输出电压的上升值；Udc0为整流后输出电容上在t0时刻原有电压值；Udc2为整流后输出电容上在t1时刻电压值。

依据以上公式，整流后的输出电压VDC值在t0～t1时间段内上升到极限最大值如下：Udc2＝Udc0+Udc1＝373.3+17＝390.3V；因此整流后输出电容上的极限电压最大值390.3V小于两个输出电容串联后的额定电压400V～450V，输出电压VDC始终在安全范围内，如图12所示。需要说明的是，图12中符号含义为：Uac为火线AC-L与零线AC-N之间的电压有效值；Uac1为交流输入低压值，如90Vac～130Vac；Uac2为交流输入高压值如180Vac～264Vac；Udc为整流后直流电压正极Vdc与整流后直流电压负极PGND之间的电压最大值；Us为整流模式切换的阀值电压，当交流均值电压大于Us时为桥式整流模式，当交流均值电压小于Us时为倍压整流模式；Vp1为当交流输入为低压值(90Vac～130Vac)时，备压整流后的输出电压VDC的峰值；Vp2为当交流输入为高压值(180Vac～264Vac)时，桥式整流后的输出电压(如图4所示的VDC)的峰值；Vp3为因可控半导体开关电路40(如第一开关管Q1和/或第二开关管Q2)关断动作延时(T0-T1)极短，从倍压整流模式及时切换到桥式整流模式，切换点(T1时刻)的电压值，其没有过压现象；T0为交流输入电压上升到整流模式切换的阀值电压(Us)的时刻；T1为完成整流模式切换的时刻。

综上所述，本实施例提供的电源电路应用在电网浪涌电压较大的电源户外应用领域，可以有效地解决手动开关和低速开关对电网电压瞬间波动无法响应的缺陷，避免产生安全生产问题，具有较好的安全可靠性效果和社会经济效益。

在上述任一实施例中，参见图5，输入电压均值采样比较电路10，包括：第三电容C3、第十三电阻R13、第七二极管D7和第一比较器IC1；其中：

第一比较器IC1的同相输入端接收预设均值作为其比较阈值。

该第一比较器IC1由第一辅助直流电源供电，也即，第一比较器IC1的供电端正极与第一辅助直流电源的正极V1相连，第一比较器IC1的供电端负极与输入电压均值采样比较电路10的接地端、第一辅助直流电源的负极PGND相连。需要说明的是，该第一比较器IC1的供电端正极与输入电压均值采样比较电路10的接地端之间还可以设置有第六电容C6。输入电压均值采样比较电路10的接地端与第一辅助直流电源的负极PGND相连。

在实际应用中，该第一比较器IC1中的比较阈值可以来源于内置基准的电压调整器IC2；也即该第一比较器IC1的同相输入端通过第五电阻R5连接相应的电压调整器IC2的输出极(C或VREF)，以使第一比较器IC1的同相输入端接收电压调整器IC2的基准电压作为比较阈值。

或者，该第一比较器IC1为内置基准的运算放大器或比较器，也即该比较阈值为第一比较器IC1内部设置，此时，该第一比较器IC1的同相输入端无需接收外置的电压调整器IC2的基准电压，即可实现自身的比较阈值。

第一比较器IC1的反相输入端，依次通过第三电阻R3和相应的二极管整流电路(包括D8和D9)连接桥式整流单元的交流侧，且还通过并联连接的第四电阻R4和第三电容C3接地，如连接第一辅助直流电源的负极PGND，以使第一比较器的反相输入端接收输入电压均值。具体的，第一比较器IC1的反相输入端与第三电阻R3的一端相连，第三电阻R3的另一端分别与第九二极管D9和第八二极管D8的阴极相连；第九二极管D9的阳极与火线AC-L相连，第八二极管D8的阳极与零线AC-N相连。第一比较器IC1的反相输入端还分别与第四电阻R4的一端和第三电容C3的一端相连，第四电阻R4的另一端和第三电容C3的另一端连接输入电压均值采样比较电路10的接地端。VS为二极管整流电路整流后的直流波动电压。

在第一比较器IC1的同相输入端和反相输入端之间，还可以设置有第五电容C5。第一比较器IC1的同相输入端与输入电压均值采样比较电路10的接地端之间，还可以设置有第四电容C4。

第一比较器IC1的输出端通过第十三电阻R13连接第七二极管D7的阴极。具体的，第一比较器IC1的输出端与第十三电阻R13的一端相连，第十三电阻R13的另一端与第七二极管D7的阴极相连。在实际应用中，第一比较器IC1的输出端还可以通过第七电阻R7与第一辅助直流电源的正极V1相连。

第七二极管D7的阳极作为输入电压均值采样比较电路10的输出端OUT、连接控制单元20的输入端。

需要说明的是，上述第五电阻R5的阻值可以为0Ω，也即，该第五电阻R5相当于被短路，其用一根线代替即可。第六电阻R6和第七电阻R7的阻值可以无穷大，也即，第六电阻R6、第七电阻R7相当于被断路，第六电阻R6、第七电阻R7可以去掉。第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6的容值可以为0F，相当于断路，第四电容C4、第五电容C5和第六电容C6可以去掉。第五二极管D5可以用连接线短路代替。单独支路中串联的元件可以对换位置，如第五二极管D5和第六电阻R6可以对换位置。另外，第五二极管D5的连接脚位也可以调换，也即其阳极与阴极的位置调换。

在上述任一实施例中，参见图6，输入电压变化率采样比较电路30，包括：第八电容C8、第二十三电阻R23、第十二极管D10、第三比较器IC3，其中：

第三比较器IC3的同相输入端接收预设变化率作为其比较阈值。

该第三比较器IC3由第一辅助直流电源供电，也即，第三比较器IC3的供电端正极与第一辅助直流电源的正极V1相连，第三比较器IC3的供电端负极与输入电压变化率采样比较电路30的接地端、第一辅助直流电源的负极PGND相连。需要说明的是，该第三比较器IC3的供电端正极与输入电压变化率采样比较电路30的接地端之间还可以设置有第十二电容C12。输入电压变化率采样比较电路30的接地端与第一辅助直流电源的负极PGND相连。

在实际应用中，该第三比较器IC3中的比较阈值可以来源于内置基准的电压调整器IC2；也即该第三比较器IC3的同相输入端通过第十二电阻R12连接相应的电压调整器IC2的输出极(C或VREF)，以使第三比较器IC3的同相输入端接收电压调整器IC2的基准电压作为比较阈值。

或者，该第三比较器IC3为内置基准的运算放大器或比较器，也即该比较阈值为第三比较器IC3内部设置，此时，该第三比较器IC3的同相输入端无需接收外置的电压调整器IC2的基准电压，即可实现自身的比较阈值。

第三比较器IC3的反相输入端，依次通过第九电阻R9、第八电容C8以及相应的二极管整流电路(如图13中所示的D8和D9)连接桥式整流单元的交流侧，且还通过第十电阻R10接地，如连接第一辅助直流电源的负极PGND，第八电容C8起到了隔直作用，以使第三比较器的反相输入端接收输入电压变化率。具体的，第三比较器IC3的反相输入端与第九电阻R9的一端相连，第九电阻R9的另一端与第八电容C8的一端相连，第八电容C8的另一端分别与第九二极管D9和第八二极管D8的阴极相连，第九二极管D9的阳极与火线AC-L相连，第八二极管D8的阳极与零线AC-N相连。第三比较器IC3的反相输入端还与第十电阻R10的一端和第九电容C9的一端相连，第十电阻R10的另一端和第九电容C9的另一端连接输入电压均值采样比较电路10的接地端。

在第三比较器IC3的同相输入端和反相输入端之间，还可以设置有第十电容C10。第三比较器IC3的同相输入端与输入电压均值采样比较电路10的接地端之间，还可以设置有第十一电容C11。

第三比较器IC3的输出端通过第二十三电阻R23连接第十二极管D10的阴极。具体的，第三比较器IC3的输出端与第二十三电阻R23的一端相连，第二十三电阻R23的另一端与第十二极管D10的阴极相连。在实际应用中，第三比较器IC3的输出端还可以通过第二十四电阻R24与第一辅助直流电源的正极V1相连。

第十二极管D10的阳极作为输入电压变化率采样比较电路30的输出端OUT、连接控制单元20的输入端。

需要说明的是，上述第十二电阻R12的阻值可以为0Ω，也即，该第十二电阻R12相当于被短路，其用一根线代替即可。第十一电阻R11和第二十四电阻R24的阻值可以无穷大，也即，第十一电阻R11、第二十四电阻R24相当于被断路，第十一电阻R11、第二十四电阻R24可以去掉。第十电容C10、第十一电容C11和第十二电容C12的容值可以为0F，相当于断路，第十电容C10、第十一电容C11和第十二电容C12可以去掉。第六二极管D6可以用连接线短路代替。单独支路中串联的元件可以对换位置，如第六二极管D6和第十一电阻R11可以对换位置。另外，第六二极管D6的连接脚位也可以调换，也即其阳极与阴极的位置调换。

在上述任一实施例中，参见图7，控制单元20包括：第三开关管Q3、第四比较器IC4以及隔离驱动模块；其中：

该第四比较器IC4由第一辅助直流电源供电；第四比较器IC4的供电端正极与第一辅助直流电源的正极V1相连，第四比较器IC4的供电端负极与第一辅助直流电源的负极PGND相连，该第一辅助直流电源的负极PGND与输出电容单元的负极同网络。该隔离驱动模块由第二辅助直流电源供电。

第四比较器IC4的同相输入端，分别与输入电压变化率采样比较电路30的输出端OUT和输入电压均值采样比较电路10的输出端相连，且通过第十四电阻R14连接相应电源，还通过并联连接的第十三电容C13和第十五电阻R15接地。具体的，第四比较器IC4的同相输入端分别与输入电压变化率采样比较电路30中的第十二极管D10的阳极和输入电压均值采样比较电路10中的第七二极管D7的阳极相连；第四比较器IC4的同相输入端还与第十五电阻R15的一端相连，第十五电阻R15的另一端连接控制单元20的第一接地端；第十三电容C13与第十五电阻R15并联连接。第四比较器IC4的同相输入端还通过第十六电阻R16与自身的输出端相连。

第四比较器IC4的反相输入端接收其比较阈值。

在实际应用中，该第四比较器IC4中的比较阈值可以来源于内置基准的电压调整器IC2；也即该第四比较器IC4的同相输入端连接相应的电压调整器IC2的输出极(C或VREF)，以使第四比较器IC4的同相输入端接收电压调整器IC2的基准电压作为比较阈值。

或者，该第四比较器IC4为内置基准的运算放大器或比较器，也即该比较阈值为第四比较器IC4内部设置，此时，该第四比较器IC4的同相输入端无需接收外置的电压调整器IC2的基准电压，即可实现自身的比较阈值。

第四比较器IC4的反相输入端和同相输入端之间还可以设置有第十四电容C14。

第四比较器IC4的输出端连接第三开关管Q3的控制端，第四比较器IC4输出的信号用于控制第三开关管Q3动作。

在实际应用中，第四比较器IC4的输出端与第三开关管Q3的控制端之间，还可以设置有第十七电阻R17。第四比较器IC4的输出端与控制单元20的第一接地端之间还可以设置有第十五电容C15。控制单元20的第一接地端与第一辅助直流电源的负极PGND相连。

第三开关管Q3与隔离驱动模块的输入端连接。

具体的，该隔离驱动模块包括：隔离光耦、第四开关管Q4和第五开关管Q5。第三开关管Q3的第一端与第一辅助直流电源的正极V1相连，第三开关管Q3的第二端分别与隔离光耦发光侧OP1A的第一端和第十八电阻R18的一端相连，隔离光耦发光侧OP1A的第二端和第十八电阻R18的另一端均通过第十九电阻R19接入第一辅助直流电源的负极PGND。第二辅助直流电源的整正极V2依次通过隔离光耦受光侧OP1B、第二十电阻R20和第二十一电阻R21连接自身负极V2-GND；第二辅助直流电源的整正极V2还与第四开关管Q4的第一端相连，第四开关管Q4的第二端与第五开关管Q5的第一端相连，连接点通过第二十三电阻R23连接隔离驱动模块的输出端；第五开关管Q5的第二端连接第二辅助直流电源的负极V2-GND，第五开关管Q5的控制端和第四开关管Q4的控制端相连，连接点与第二十电阻R20和第二十三电阻R23之间的连接点相连。该第二辅助直流电源的负极作为控制单元20的第二接地端。

隔离驱动模块的输出端作为控制单元20的输出端DRV、连接可控半导体开关电路40的控制端，并输出驱动电压DRV。

需要说明的是，上述第十七电阻R17的阻值可以为0Ω，也即，该第十七电阻R17相当于被短路，其用一根线代替即可。第十八电阻R18的阻值可以无穷大，也即，第十八电阻R18相当于被断路，第十八电阻R18可以去掉。第十四电容C14、第十五电容C15的容值可以为0F，相当于断路，第十四电容C14、第十五电容C15可以去掉。

在实际应用中，在各个比较器的比较阈值来源于内置基准的电压调整器IC2时，该内置基准的电压调整器IC2的接地极A连接第一辅助直流电源的负极PGND，该电压调整器IC2的基准电压极R连接内置基准的电压调整器IC2的输出极(C或VREF)。

第七电容C7的一端连接电压调整器IC2的输出极(C或VREF)，该第七电容C7的另一端连接第一辅助直流电源的负极PGND；第八电阻R8的一端连接电压调整器IC2的输出极(C或VREF)，第八电阻R8的另一端连接第一辅助直流电源的正极V1。

内置基准的电压调整器IC2可以设置于输入电压均值采样比较电路10中，如图5所示，也可以是设置于输入电压变化率采样比较电路30等其他电路中(未进行图示)，还可以是独立设置于该电源电路中(未进行图示)。需要说明的是，可以有多个电压调整器IC2；也即，每个比较器均有各自对应的电压调整器IC2；也可以只有1个电压调整器IC2，也即每个比较器均连接同一个的电压调整器IC2。此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

将上述控制单元20、输入电压均值采样比较电路10和输入电压变化率采样比较电路30的简化结构进行结合后，得到图13所示的结构。

图13中的基准VREF1、VREF2、VREF3可以为不同电压值，也可以为相同电压值，此处不做具体限定视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

图13的工作原理说明如下：

①电网零线AC-N和火线AC-L的交流电压经过第八二极管D8和第九二极管D9整流后得到直流波动电压Vs。

②直流波动电压Vs经过第三电阻R3、第四电阻R4和第三电容C3后接入第一比较器IC1的反相输入端，因第三电容C3具有平滑滤波作用，第三电容C3上的电压波形由直流波动电压Vs的周期馒头波形变为平滑稳定波形，此电压与基准电压VREF1经过第一比较器IC1进行比较。

③当第三电阻R3、第四电阻R4和第三电容C3的分压值小于基准电压VREF1时，第一比较器IC1输出高电平，此时第七二极管D7处于反向偏置状态，第一比较器IC1的输出电流不会流入第四比较器IC4的同相输入端。此时，通过设定第十四电阻R14和第十五电阻R15的阻值，使第四比较器IC4的同相输入端的电压大于基准电压VREF3，第四比较器IC4输出高电平。此时，第三开关管Q3导通，电流流过隔离光耦发光侧OP1A使隔离光耦受光侧OP1B导通，第二十一电阻R21上电压为高电平，第四开关管Q4导通，电流经过第二十三电阻R23使驱动电压DRV为高电平，可控半导体开关电路40导通，电源电路等效为倍压整流电路。

④当第三电阻R3和第三电容C3的分压值大于基准电压VREF1时，第一比较器IC1输出低电平，此时第十三电容C13上的电压高于第一比较器IC1的输出端电压，第七二极管D7处于正向偏置状态，第十三电容C13的放电电流经过第十三电阻R13和第七二极管D7，流入第一比较器IC1的输出端，第十三电容C13上的电压逐步下降。经过一段延时，当第十三电容C13上的电压低于基准电压VREF3时，第四比较器IC4输出低电平，此时第三开关管Q3截止，隔离光耦发光侧OP1A电流变为零，隔离光耦受光侧OP1B电流也变为零，第二十一电阻R21上电压为低电平，第五开关管Q5导通，经过第二十三电阻R23使驱动电压DRV变为低电平，可控半导体开关电路40断开，电源电路等效为桥式整流电路。

⑤直流波动电压Vs经过第八电容C8和第九电阻R9和第十电阻R10分压后接入第三比较器IC3的反相输入端，此电压与基准电压VREF2经过第三比较器IC3进行比较。

⑥根据以下公式：电容的容抗表达式：Zc＝1/(2πf*C)；电压变化斜率表达式：dv/dt＝dv*f；可知，电容的容抗Zc与电压的频率f成反比，电压变化斜率(dv/dt)与电压的频率成正比。因此得出，电容的容抗(Zc)与电压变化斜率(dv/dt)成反比。

⑦当直流波动电压Vs的电压上升斜率增大时，第八电容C8的容抗Zc减小，使第十电阻R10上的分压增大。通过参数选择，可以设定在特定的直流波动电压Vs的电压上升斜率时，使第十电阻R10上的电压值大于基准电压VREF2，此时第三比较器IC3输出低电平，此时第十三电容C13上的电压高于第三比较器IC3输出端电压，第十二极管D10处于正向偏置状态，第十三电容C13的放电电流经过第二十三电阻R23和第十二极管D10，流入第三比较器IC3的输出端，第十三电容C13上的电压逐步下降。后端电路通过与第④步相同的作用过程，使驱动电压DRV变为低电平，可控半导体开关电路40断开，整流模式变为桥式整流。

在本实施例中，采用了输入电压变化率采样比较电路30与输入电压均值采样比较电路10同时连接至控制电路的方法，当电网电压的瞬间上升斜率过大时，因输入电压变化率采样比较电路30起作用，本发明电路能够快速响应，迅速切换整流模式，确保整流输出电压低于电容额定电压。当输入电网电压较稳定时，因输入电压均值采样比较电路10起作用，本发明电路的输出电压也保持稳定；电网电压的缓慢的小幅度波动不会触发整流模式误切换，只有当输入交流电压的均值高于设定值时，才可靠地触发整流模式切换；本申请提供的电源电路可靠性更高。

本发明电路应用电网浪涌电压较大的电源应用领域和电网电压波动较大的国家和地区，可以有效地解决现有电路使用的手动开关和低速开关对电网电压瞬间波动无法响应的缺陷。因此应用本发明电路可以有效地避免应用现有电路的产品存在的安全隐患问题，同时避免厂家的经济、商誉损失，具有较好的安全可靠性效果和社会经济效益。该电源电路是有源功率因数校正PFC电路的一种简化替代电路，广泛应用在工业电源、通信电源、自助及自动化设备电源等电源设备中。

需要说明的是，电源电路可以应用在工业领域、台式电脑电源领域、适配器、充电器、医疗电源、精密仪器仪表等领域的高频开关工业电源中，也即该电源电路可以应用于任意外观、结构形式的高频开关电源中；其可以实现于任意印制线路板布局连接方式。电源电路的元器件可以是任意封装的同类原理性能元器件，及其串联、并联组合；此处不进行一一赘述，均在本申请的保护范围内。

本发明实施例还提供了一种电源电路的控制方法，该桥式整流单元和可控半导体开关电路；桥式整流单元的直流侧正负极之间设置有两个串联连接的输出电容；可控半导体开关电路的一端与桥式整流单元的交流侧零线或火线相连，另一端与两个输出电容之间的连接点相连。上述实施例提供的电源电路是本申请中的一种体现形式，详情参见上述实施例；其他形式的电源电路，此处不再一一赘述，均在本申请的保护范围内。该电源电路的控制方法，可以由上述实施例提供的输入电压均值采样比较电路10、输入电压变化率采样比较电路30结合控制单元20来共同实现，也可以由相应的集成设备来实现，均在本申请的保护范围内。

参见图14，该电源电路的控制方法，包括：

S101、采集电源电路的输入电压均值，并与预设均值进行比较，输出均值比较结果；以及，采集电源电路的输入电压变化率，并与预设变化率进行比较，输出变化率比较结果。

需要说明的是，采集电源电路的输入电压均值，并与预设均值进行比较，输出均值比较结果这一步骤，以及，采集电源电路的输入电压变化率，并与预设变化率进行比较，输出变化率比较结果这一步骤，可以分别由不同的器件执行，如上述实施例提供的电源电路的说明；也可以由同一器件共同执行；此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在申请的保护范围内。

S102、根据均值比较结果和变化率比较结果，控制电源电路中的可控半导体开关电路的通断状态，在输入电压均值低于预设均值且输入电压变化率低于预设变化率时，以使电源电路等效变换为倍压整流电路，而在输入电压均值高于预设均值或输入电压变化率高于预设变换率时，以使电源电路等效变换为桥式整流电路。

需要说明的是，倍压整流路适用于电网电压较低的场景，桥式整流电路适用于电网电压较高的场景；因此，在均值比较结果和变化率比较结果中的至少一个高于其对应的阈值时，则说明当前应用场景下的电压较高，适用于桥式整流电路；也即，需要使电源电路等效变换为桥式整流电路。在均值比较结果和变化率比较结果均低于其对应的阈值时，则说明当前应用场景下的电压较低，适用于倍压整流电路；也即，需要使电源电路等效变换倍压整流电路。

在实际应用中，步骤S102中所涉及的根据均值比较结果和变化率比较结果，控制可控半导体开关电路的通断状态，具体为：

判断均值比较结果是否表征输入电压均值低于预设均值，或者，变化率比较结果是否表征输入电压变化率低于预设变化率；若均值比较结果表征输入电压均值低于预设均值，并且，变化率比较结果表征输入电压变化率低于预设变化率，则控制可控半导体开关电路中的一个开关管导通，以使电源电路等效变换为倍压整流电路；若均值比较结果表征输入电压均值高于预设均值，或变化率比较结果表征输入电压变化率高于预设变化率，则控制可控半导体开关电路中的全部开关管均关断，以使电源电路等效变换为桥式整流电路。

该预设均值和该预设变化率的取值此处不做具体限定，视实际情况而定即可，均在本申请的保护范围内。

在本实施例中，当电网电压的瞬间上升斜率过大时，以输入电压变化率为控制依据，使电源电路的控制方法能够快速响应，迅速切换整流模式，确保整流输出电压低于电容额定电压。当输入电网电压较稳定时，以输入电压均值为控制依据，使电源电路的控制方法的输出电压也保持稳定，电网电压的缓慢的小幅度波动不会触发整流模式误切换，只有当输入交流电压的平均值高于设定值时，才可靠地触发整流模式切换。因此本发明电路在正常运行时比现有电路具有更高的可靠性。

本说明书中的各个实施例中记载的特征可以相互替换或者组合，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。

专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种电源电路，其特征在于，包括：桥式整流单元、可控半导体开关电路、输入电压均值采样比较电路、输入电压变化率采样比较电路和控制单元；其中：

2.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述可控半导体开关电路包括：可双向通断的可控半导体开关电路。

3.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述可控半导体开关电路，包括：第一开关管、第二开关管、第五二极管和第六二极管，其中：

所述第一开关管的集电极连接所述火线或所述零线；

4.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述可控半导体开关电路包括：第一开关管、第五二极管、第六二极管、第七二极管和第八二极管，其中：

5.根据权利要求2所述的电源电路，其特征在于，所述可控半导体开关电路包括：第一开关管和第二开关管，其中：

所述第一开关管的漏极连接所述火线或所述零线；

6.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述输入电压均值采样比较电路，包括：第三电容、第十三电阻、第七二极管和第一比较器；其中：

所述第一比较器的反相输入端与第三电阻的一端相连；所述第三电阻的另一端分别通过第八二极管和第九二极管分别连接所述桥式整流单元的交流侧；所述第一比较器的反相输入端还通过并联连接的第四电阻和所述第三电容接地，以使所述第一比较器的反相输入端接收所述输入电压均值；

7.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述输入电压变化率采样比较电路，包括：第八电容、第二十三电阻、第十二极管、第三比较器，其中：

所述第三比较器的反相输入端依次连接第九电阻和第八电容；所述第八电容还分别通过第八二极管和第九二极管连接所述桥式整流单元的交流侧；所述第三比较器的反相输入端还通过第十电阻接地，以使所述第三比较器的反相输入端接收所述输入电压变化率；

8.根据权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述控制单元包括：第三开关管、第四比较器以及隔离驱动模块；其中：

所述第四比较器的反相输入端接收其比较阈值；

所述第四比较器输出的信号用于控制所述第三开关管动作；

所述第三开关管与所述隔离驱动模块的输入端连接；

所述隔离驱动模块的输出端作为所述控制单元的输出端。

9.一种电源电路的控制方法，其特征在于，所述电源电路包括：桥式整流单元和可控半导体开关电路；所述桥式整流单元的直流侧正负极之间设置有两个串联连接的输出电容；所述可控半导体开关电路的一端与所述桥式整流单元的交流侧零线或火线相连，另一端与两个所述输出电容之间的连接点相连；所述电源电路的控制方法包括：

10.根据权利要求9所述的电源电路的控制方法，其特征在于，根据所述均值比较结果和所述变化率比较结果，控制所述可控半导体开关电路的通断状态，包括：