CN112904079B - 双向射频功率检测器、工作方法及系统 - Google Patents
双向射频功率检测器、工作方法及系统 Download PDFInfo
- Publication number
- CN112904079B CN112904079B CN202110088717.6A CN202110088717A CN112904079B CN 112904079 B CN112904079 B CN 112904079B CN 202110088717 A CN202110088717 A CN 202110088717A CN 112904079 B CN112904079 B CN 112904079B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- power
- radio frequency
- diode
- detection circuit
- directional coupler
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 title claims abstract description 21
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 21
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 70
- 230000008569 process Effects 0.000 claims abstract description 8
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 25
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 25
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 25
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000013461 design Methods 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 238000003491 array Methods 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 2
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000001808 coupling effect Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
- G01R21/01—Arrangements for measuring electric power or power factor in circuits having distributed constants
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
- G01R21/133—Arrangements for measuring electric power or power factor by using digital technique
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
- G01R27/04—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant in circuits having distributed constants, e.g. having very long conductors or involving high frequencies
- G01R27/06—Measuring reflection coefficients; Measuring standing-wave ratio
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
- G01R29/08—Measuring electromagnetic field characteristics
- G01R29/10—Radiation diagrams of antennas
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
本发明提供了一种双向射频功率检测器、工作方法及系统,包括:基于PA的输出平衡不平衡变换器、定向耦合器以及功率检测电路;所述功率检测电路与定向耦合器相连;所述基于PA的输出平衡不平衡变换器与定向耦合器相连;所述功率检测电路包括:输入级部件;所述射频信号通过输入级部件,利用二极管的单向导通特性,将射频电压信号转化为半波电流;CMOS工艺下二极管的导通电压较大,预期检测的反射信号功率较小,因此直流电源电压通过电感连接至输入二极管,提供二极管所需的导通电压。本发明复用输出Balun构造定向耦合器,使得本结构不占用额外的面积,输出电压抵抗PVT对检测结果的影响。
Description
技术领域
本发明涉及天线系统技术领域,具体地,涉及一种双向射频功率检测器、工作方法及系统,尤其涉及一种基于PA输出阻抗匹配网络的双向射频功率检测器工作方法及系统。
背景技术
天线系统的驻波比(SWR)的大小,对发射效率有很大影响;SWR大,意味着有大的功率被反射回功率放大器(Power amplifier,PA),使射频发射机效率变低,甚至可能造成PA烧毁。天线系统的匹配状态是一个发射系统的瓶颈,不可忽视。用反射系数可以完善地描述传输系统的匹配状态,但用SWR更为简单和直观。我们知道,在匹配状态下,高频电磁能量全部流入负载,不存在反射。这时,沿传输线各个位置上的电压振幅相等,不存在驻波。而在失配时,由于存在反射波,反射波与正向波的叠加结果,就会使得在线上的各个点的振幅存在有规律的起伏,称为驻波状态。驻波比计是可以测量阻抗失配的电路,主要由两个模块组成:定向耦合器,功率检测电路。
定向耦合器又称为混合型变换器,其主要指标有方向性、隔离度、插入损耗,定向耦合器可以将输入功率分流到不同端口,同时可以单独区分出正向信号和反向信号分量,这正好是本设计需要的功能。定向耦合器是一个四端口器件,如图1所示,分别为输入端、直通端、隔离端和耦合端。定向耦合器可以用耦合微带线或者集总元件来设计,与波导结构相比,具有体积小、易集成的特点。
采用微带线结构的定向耦合器如图2所示,采用λ/4传输线与集总耦合电容结合的方式,结构简洁,甚至可以不采用集总电容,而是通过选择两个微带线之间的间距来提供耦合性。其缺点是需要较长的走线较大的面积来完成,以及造成较大的插入损耗,在射频波段,微带线长度无法集成在芯片内部。
采用集总元件的定向耦合器如图3所示,其主要部分是一个片上变压器(XFMR),采用更小的电感值,可以有效节省面积,以及降低损耗。以XFMR为基础构建定向耦合器在近年有较多的研究成果,但主要是为了作为正交信号产生器使用,着重关注相位特性和幅度平衡的性能,没有开发它的方向性和功率分流功能。
发明内容
针对现有技术中的缺陷,本发明的目的是提供一种双向射频功率检测器、工作方法及系统。
根据本发明提供的一种双向射频功率检测器,包括:基于PA的输出平衡不平衡变换器、定向耦合器以及功率检测电路;所述功率检测电路与定向耦合器相连;所述基于PA的输出平衡不平衡变换器与定向耦合器相连;基于PA的输出平衡不平衡变换器、定向耦合器,功率检测电路;采用基于PA的输出平衡不平衡变换器构建定向耦合器;所述功率检测电路包括:输入级部件;所述射频信号通过输入级部件,利用二极管的单向导通特性,将射频电压信号转化为半波电流;CMOS工艺下二极管的导通电压较大,预期检测的反射信号功率较小,因此直流电源电压通过电感连接至输入二极管,提供二极管所需的导通电压。
所述输入级部件采用CMOS工艺二极管。
所述功率检测电路包括:LPF模块;所述LPF模块采用数字控制的可变电容电阻阵列,调节低通滤波器电阻,可以改变加在二极管两端的直流电压,因此可以改变可检测的最小射频信号功率,也即调节功率检测器的灵敏度;调节电容,可以滤除大功率下的交流分量,减小输出检测电压的误差。同时为了抵消芯片制造过程中PVT的影响,复制功率检测部分,不输入外加功率,产生参考电压,输出电压与参考电压相减再进行输出,就可以大大抵消PVT带来的影响。
所述功率检测电路包括:电源开关、参考电压产生模块。
由于二极管的导通电压基本保持恒定,结合二极管的高频小信号模型,二极管负极所接的LPF器件对功率检测电路的输入阻抗影响较小,因此改变LPF的电容电阻值,不会对定向耦合器的性能造成较大影响。
根据本发明提供的一种双向射频功率检测器工作方法,包括:步骤S1:基于PA的输出平衡不平衡变换器(Balun)构建定向耦合器,以定向耦合器的隔离端和耦合端作为输出,实现双向功率检测,可以检测到射频发射系统在天线端的反射功率,估算驻波比,监控射频发射系统的发射效率。本发明参考以XFMR为主要部分的定向耦合器,基于PA的输出匹配网络设计。由于天线为单端口元件,所以射频差分PA的输出需要经过一个Balun进行差转单,同时Balun完成PA输出的阻抗匹配功能,使PA能达到最大的输出功率。本发明在
步骤S2:在Balun的次级线圈处再加一个小线圈,小线圈与次级线圈以集总电容连接,调节电容电感参数进行信号耦合,发射/反射功率信号在小线圈上表现出方向性,小线圈的两个端口分布为隔离端和耦合端,得到一个定向耦合器;
本耦合器的实现不需要额外的面积,只需要调节线圈电感值、线圈间的互感以及耦合电容值,就可以将输入信号分流。
步骤S3:利用功率检测电路用于提取与发射正向功率、天线反射功率成正比的直流电压,经二极管进行半波整流,留下射频信号的正向导通电流,流经电阻和低通滤波器,滤除高频分量,产生直流输出电压信号。
优选地,还包括:
步骤S4:本发明为了减小功率检测电路的加入对PA发射通路的影响,在二极管输入、输出分别加到地、关断直流的开关,在小线圈电感的偏置处设置开关,分别连接电源电压和地。
优选地,所述步骤S4包括:
步骤S4.1:在开启状态下,二极管输入处到地的开关断开,电源电压接通,二极管负极处LPF接通,功率检测器正常工作;
优选地,所述步骤S4包括:
步骤S4.2:在关闭状态下,到地开关闭合,屏蔽功率检测电路,电感偏置点接地,二极管负极和LPF断开,功率检测电路输出0V电压,对射频主通路的影响降到最低。
根据本发明提供的一种双向射频功率检测器工作系统,包括:
模块M1:基于PA的输出平衡不平衡变换器(Balun)构建定向耦合器,以定向耦合器的隔离端和耦合端作为输出,实现双向功率检测,可以检测到射频发射系统在天线端的反射功率,估算驻波比,监控射频发射系统的发射效率。
本发明参考以XFMR为主要部分的定向耦合器,基于PA的输出匹配网络设计。由于天线为单端口元件,所以射频差分PA的输出需要经过一个Balun进行差转单,同时Balun完成PA输出的阻抗匹配功能,使PA能达到最大的输出功率。本发明在
模块M2:在Balun的次级线圈处再加一个小线圈,小线圈与次级线圈以集总电容连接,调节电容电感参数进行信号耦合,发射/反射功率信号在小线圈上表现出方向性,小线圈的两个端口分布为隔离端和耦合端,得到一个定向耦合器;
本耦合器的实现不需要额外的面积,只需要调节线圈电感值、线圈间的互感以及耦合电容值,就可以将输入信号分流。
模块M3:利用功率检测电路用于提取与发射正向功率、天线反射功率成正比的直流电压,经二极管进行半波整流,留下射频信号的正向导通电流,流经电阻和低通滤波器,滤除高频分量,产生直流输出电压信号。
模块M4:本发明为了减小功率检测电路的加入对PA发射通路的影响,在二极管输入、输出分别加到地、关断直流的开关,在小线圈电感的偏置处设置开关,分别连接电源电压和地。
所述模块M4包括:
模块M4.1:在开启状态下,二极管输入处到地的开关断开,电源电压接通,二极管负极处LPF接通,功率检测器正常工作;
模块M4.2:在关闭状态下,到地开关闭合,屏蔽功率检测电路,电感偏置点接地,二极管负极和LPF断开,功率检测电路输出0V电压,对射频主通路的影响降到最低。
与现有技术相比,本发明具有如下的有益效果:
1、本发明复用输出Balun构造定向耦合器,使得本结构不占用额外的面积,输出电压抵抗PVT对检测结果的影响。
2、本发明的功率检测部分采取了开启和断开两种状态,在开启时,正常检测发射功率和反射功率,监测天线端驻波比;在关闭时,将功率检测电路和感应线圈屏蔽,使其对PA发射通路的影响降到最低。
3、本发明采用复用Balun构建定向耦合器的方法,减小了无源器件的数量,节省芯片面积。同时对功率检测电路加以改进。改进后的双向功率检测器有工作模式和关闭状态。工作模式下正常地检测射频信号的功率;关闭状态下屏蔽功率检测电路以及感应线圈,减小对PA输出功率的损耗。设置的参考电压可以可以消除因PVT变化引起的检测结果的误差,提高检测器的检测精度。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述,本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显:
图1为输入端、直通端、隔离端和耦合端结构示意图。
图2为采用微带线结构的定向耦合器结构示意图。
图3为采用集总元件的定向耦合器结构示意图。
图4为本发明提供的二极管功率检测器结构示意图。
图5为传统的射频双向功率检测器示意图。
图6为本发明提供的射频双向功率检测器原理示意图。
图7为本发明的PA输出阻抗匹配电路和定向耦合器示意图。
图8为本发明的功率检测电路示意图。
图9为本发明的定向耦合器状态展示示意图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明,但不以任何形式限制本发明。应当指出的是,对本领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明构思的前提下,还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。
本发明提供一种基于PA输出匹配网络的双向射频功率检测器,可以同时监测射频链路的输出功率以及天线端反射信号,衡量反射功率以及天线系统驻波比的大小。本设计在传统架构的基础上,复用PA输出匹配网络,节省芯片面积;加入数字控制调节阵列,可以调节检测灵敏度;同时本功率检测器在不起功率检测作用时作为通路匹配元件,减小对功率发射通路的影响。
本发明使用的射频功率检测器为二极管功率检测器。如图4所示的二极管功率检测器,该功率检测器由一个二极管电路与RC低通滤波器组成。根据二极管的单向导通特性,射频信号从二极管正极输入,正向导通产生的半波电流经低通滤波后转化为直流输出电压。
传统的射频双向功率检测器如图5所示,在PCB板上用一条与设计阻抗相匹配的微带线连接,然后在微带线的两侧,对称地设置两条有一定长度的耦合线,一条作为反向耦合器,一条作为正向耦合器。靠近输入端口的检波器担负正向功率的检测,它对反向电能不敏感。靠近输出端的检波器也只检测反向传输的功率。实现这种定向检测功能要靠端接匹配负载后,仔细调节电阻R的阻值来达到。
本发明改进的射频双向功率检测器原理如图6所示,采用定向耦合器,输入端接PA输出,直通端连接发射天线,则耦合端检测正向发射功率,隔离端不会有信号输出。由于定向耦合器的对称性,当天线反射功率到达耦合器的直通端时,隔离端会有反向功率,也即天线端的反射信号,由此实现了双向功率检测的功能。由隔离端的功率检测电路转换为直流电压信号输出。
复用PA输出端的阻抗匹配网络进行定向耦合器设计,以一个定向耦合器完成正向功率和反向功率的检测,简化测量结构,大大节省了芯片面积。同时在功率检测部分加入开关,使得功率检测电路关闭时的寄生参数对PA输出通路影响最小。通过功率检测器的检测结果与参考电压对比,消除PVT变化带来的检测误差。
本发明提供一种基于PA输出阻抗匹配网络的双向射频功率检测器。在传统功率检测器的基础上,基于PA的输出平衡不平衡变换器(Balun)构建定向耦合器,以定向耦合器的隔离端和耦合端作为输出,实现双向功率检测,可以检测到射频发射系统在天线端的反射功率,估算驻波比,监控射频发射系统的发射效率。新型双向射频功率检测器包括了,基于Balun的定向耦合器电路,功率检测电路。
本发明参考以XFMR为主要部分的定向耦合器,基于PA的输出匹配网络设计。由于天线为单端口元件,所以射频差分PA的输出需要经过一个Balun进行差转单,同时Balun完成PA输出的阻抗匹配功能,使PA能达到最大的输出功率。本发明在Balun的次级线圈处再加一个小线圈,小线圈与次级线圈以集总电容连接,调节电容电感参数进行信号耦合,发射/反射功率信号在小线圈上表现出方向性,小线圈的两个端口分布为隔离端和耦合端,得到一个定向耦合器。本耦合器的实现不需要额外的面积,只需要调节线圈电感值、线圈间的互感以及耦合电容值,就可以将输入信号分流。
本发明所述的功率检测电路用于提取与发射正向功率、天线反射功率成正比的直流电压,经二极管进行半波整流,留下射频信号的正向导通电流,流经电阻和低通滤波器,滤除高频分量,产生直流输出电压信号。所述功率检测电路包括二极管输入级,电源开关、低通滤波器(LPF)和参考电压产生模块。所述的输入级为CMOS工艺二极管。射频信号通过二极管,利用二极管的单向导通特性,将射频电压信号转化为半波电流。CMOS工艺下二极管的导通电压较大,预期检测的反射信号功率较小,因此直流电源电压通过电感连接至输入二极管,提供二极管所需的导通电压。同时,LPF模块采用了数字控制的可变电容电阻阵列,调节低通滤波器电阻,可以改变加在二极管两端的直流电压,因此可以改变可检测的最小射频信号功率,也即调节功率检测器的灵敏度;调节电容,可以滤除大功率下的交流分量,减小输出检测电压的误差。同时为了抵消芯片制造过程中PVT的影响,复制功率检测部分,不输入外加功率,产生参考电压,输出电压与参考电压相减再进行输出,就可以大大抵消PVT带来的影响。
由于二极管的导通电压基本保持恒定,结合二极管的高频小信号模型,二极管负极所接的LPF器件对功率检测电路的输入阻抗影响较小,因此改变LPF的电容电阻值,不会对定向耦合器的性能造成较大影响。同时,本发明为了减小功率检测电路的加入对PA发射通路的影响,在二极管输入、输出分别加到地、关断直流的开关,在小线圈电感的偏置处也加了开关,分别连接电源电压和地。在开启状态下,二极管输入处到地的开关断开,电源电压接通,二极管负极处LPF接通,功率检测器正常工作;在关闭状态下,到地开关闭合,屏蔽功率检测电路,电感偏置点接地,二极管负极和LPF断开,功率检测电路输出0V电压,对射频主通路的影响降到最低。
图7是本发明的PA输出阻抗匹配电路和定向耦合器,电感L1、L2与互感因子k1
构成PA的输出Balun,差分信号转为单端信号,同时将PA的最优输出阻抗匹配到50Ω,使得PA传输到天线的功率最大;C1、L2、L3与互感因子k2构成定向耦合器,定向耦合器的隔离端和耦合端接图8的功率检测电路。L3的偏置点有一个开关S1,可以选择连接到电源电压给功率检测器供电,同时也提供虚地点,起到隔离两个端口二极管ac信号的作用,使其不会互相影响,或者在功率检测器关闭时接地。
如图8为本发明的功率检测电路。D1为二极管整流器,利用二极管的单向导通特性,将射频电压信号转化为半波电流。CMOS工艺下二极管的导通电压较大,预期检测的反射信号功率较小,因此图7中的直流电源电压通过电感连接至输入二极管,提供二极管所需的导通电压。LPF模块的R1和C1为可变电容电阻阵列,其阻值和容值可以由数字信号控制。调节低通滤波器电阻R1,可以改变加在二极管两端的直流电压,调节功率检测器的灵敏度;调节电容C1,可以滤除大功率下的交流分量,减小输出检测电压的误差。同时D2二极管电路是为了抵消芯片制造过程中PVT的影响,复制功率检测部分,产生参考电压,输出电压与参考电压相减再进行输出。
如图7和图8,三个开关S1、S2、S3,该开关可以由CMOS工艺中的NMOS或者PMOS晶体管构成。工作状态下,S1连接电源电压VDD,S2闭合,S3开路,此时二极管和LPF正常导通,对天线端的发射信号和反射信号进行检测;关闭模式下,S1连接GND,S2将LPF和二极管断开,S3闭合接地,将二极管功率检测电路屏蔽,此时定向耦合器状态如图9所示,可以看到等效为输出Balun加两个寄生电容C1,因此可以把该功率检测器对PA的输出损耗降到最小。
在本申请的描述中,需要理解的是,术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系,仅是为了便于描述本申请和简化描述,而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作,因此不能理解为对本申请的限制。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是,本发明并不局限于上述特定实施方式,本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改,这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下,本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。
Claims (8)
1.一种双向射频功率检测器工作方法,其特征在于,包括:
步骤S1:基于PA的输出平衡不平衡变换器构建定向耦合器,以定向耦合器的隔离端和耦合端作为输出,实现双向功率检测;
步骤S2:在Balun的次级线圈处再加一个小线圈,小线圈与次级线圈以集总电容连接,调节电容电感参数进行信号耦合,发射/反射功率信号在小线圈上表现出方向性,小线圈的两个端口分布为隔离端和耦合端,得到一个定向耦合器;
步骤S3:利用功率检测电路用于提取与发射正向功率、天线反射功率成正比的直流电压,经二极管进行半波整流,留下射频信号的正向导通电流,流经电阻和低通滤波器,滤除高频分量,产生直流输出电压信号;
步骤S4:在二极管输入、输出分别加到地、关断直流的开关,在小线圈电感的偏置处设置开关,分别连接电源电压和地。
2.根据权利要求1所述的双向射频功率检测器工作方法,其特征在于,所述步骤S4包括:
步骤S4.1:在开启状态下,二极管输入处到地的开关断开,电源电压接通,二极管负极处LPF接通,功率检测器正常工作。
3.根据权利要求1所述的双向射频功率检测器工作方法,其特征在于,所述步骤S4包括:
步骤S4.2:在关闭状态下,到地开关闭合,屏蔽功率检测电路,电感偏置点接地,二极管负极和LPF断开,功率检测电路输出0V电压,对射频主通路的影响降到最低。
4.一种双向射频功率检测器工作系统,其特征在于,包括:
模块M1:基于PA的输出平衡不平衡变换器构建定向耦合器,以定向耦合器的隔离端和耦合端作为输出,实现双向功率检测;
模块M2:在Balun的次级线圈处再加一个小线圈,小线圈与次级线圈以集总电容连接,调节电容电感参数进行信号耦合,发射/反射功率信号在小线圈上表现出方向性,小线圈的两个端口分布为隔离端和耦合端,得到一个定向耦合器;
模块M3:利用功率检测电路用于提取与发射正向功率、天线反射功率成正比的直流电压,经二极管进行半波整流,留下射频信号的正向导通电流,流经电阻和低通滤波器,滤除高频分量,产生直流输出电压信号;
模块M4:在二极管输入、输出分别加到地、关断直流的开关,在小线圈电感的偏置处设置开关,分别连接电源电压和地;
所述模块M4包括:
模块M4.1:在开启状态下,二极管输入处到地的开关断开,电源电压接通,二极管负极处LPF接通,功率检测器正常工作;
模块M4.2:在关闭状态下,到地开关闭合,屏蔽功率检测电路,电感偏置点接地,二极管负极和LPF断开,功率检测电路输出0V电压,对射频主通路的影响降到最低。
5.一种双向射频功率检测器,其特征在于,采用权利要求1至3任一项所述的双向射频功率检测器工作方法,包括:基于PA的输出平衡不平衡变换器、定向耦合器以及功率检测电路;
所述功率检测电路与定向耦合器相连;
所述基于PA的输出平衡不平衡变换器与定向耦合器相连;
所述功率检测电路包括:输入级部件;
射频信号通过输入级部件,将射频电压信号转化为半波电流。
6.根据权利要求5所述的双向射频功率检测器,其特征在于,所述输入级部件采用CMOS工艺二极管。
7.根据权利要求5所述的双向射频功率检测器,其特征在于,所述功率检测电路包括:LPF模块;
所述LPF模块采用数字控制的可变电容电阻阵列。
8.根据权利要求5所述的双向射频功率检测器,其特征在于,所述功率检测电路包括:电源开关、参考电压产生模块。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202110088717.6A CN112904079B (zh) | 2021-01-22 | 2021-01-22 | 双向射频功率检测器、工作方法及系统 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202110088717.6A CN112904079B (zh) | 2021-01-22 | 2021-01-22 | 双向射频功率检测器、工作方法及系统 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN112904079A CN112904079A (zh) | 2021-06-04 |
CN112904079B true CN112904079B (zh) | 2024-04-16 |
Family
ID=76116999
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202110088717.6A Active CN112904079B (zh) | 2021-01-22 | 2021-01-22 | 双向射频功率检测器、工作方法及系统 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN112904079B (zh) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN114639932B (zh) * | 2022-03-25 | 2022-10-14 | 电子科技大学 | 一种微带差分带通滤波器 |
CN115144649B (zh) * | 2022-06-30 | 2024-06-14 | 成都通量科技有限公司 | 一种基于功率检测计的自检测电路 |
CN117353260A (zh) * | 2023-11-02 | 2024-01-05 | 深圳市恒运昌真空技术有限公司 | 一种基于平衡功放的能量过冲抑制电路及其控制方法 |
CN117452061B (zh) * | 2023-12-26 | 2024-03-19 | 深圳市瀚强科技股份有限公司 | 射频功率检测装置及系统 |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101009396A (zh) * | 2007-01-18 | 2007-08-01 | 华为技术有限公司 | 定向耦合器及具有该定向耦合器的装置 |
CN101141137A (zh) * | 2006-09-08 | 2008-03-12 | 意法半导体有限公司 | 用于射频功率检测的定向耦合器 |
CN103078689A (zh) * | 2012-12-28 | 2013-05-01 | 成都泰格微波技术股份有限公司 | WiMAX射频前端驻波检测系统及方法 |
CN103378394A (zh) * | 2012-04-17 | 2013-10-30 | 北京大学 | 一种基于变压器的定向耦合器 |
CN103916202A (zh) * | 2014-04-09 | 2014-07-09 | 大连海事大学 | 一种射频电缆在线故障监测装置及其监测方法 |
CN104849543A (zh) * | 2014-02-18 | 2015-08-19 | 中国科学院微电子研究所 | 一种射频功率检测电路 |
CN105743519A (zh) * | 2016-04-07 | 2016-07-06 | 锐迪科微电子(上海)有限公司 | 一种射频发射电路、双向耦合器及定向耦合器 |
CN106209158A (zh) * | 2016-08-23 | 2016-12-07 | 池州睿成微电子有限公司 | 一种基于uhf rfid读写器的载波泄漏消除系统 |
-
2021
- 2021-01-22 CN CN202110088717.6A patent/CN112904079B/zh active Active
Patent Citations (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN101141137A (zh) * | 2006-09-08 | 2008-03-12 | 意法半导体有限公司 | 用于射频功率检测的定向耦合器 |
CN101009396A (zh) * | 2007-01-18 | 2007-08-01 | 华为技术有限公司 | 定向耦合器及具有该定向耦合器的装置 |
WO2008089672A1 (fr) * | 2007-01-18 | 2008-07-31 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Coupleur directionnel et dispositif d'emission ou de reception |
CN103378394A (zh) * | 2012-04-17 | 2013-10-30 | 北京大学 | 一种基于变压器的定向耦合器 |
CN103078689A (zh) * | 2012-12-28 | 2013-05-01 | 成都泰格微波技术股份有限公司 | WiMAX射频前端驻波检测系统及方法 |
CN104849543A (zh) * | 2014-02-18 | 2015-08-19 | 中国科学院微电子研究所 | 一种射频功率检测电路 |
CN103916202A (zh) * | 2014-04-09 | 2014-07-09 | 大连海事大学 | 一种射频电缆在线故障监测装置及其监测方法 |
CN105743519A (zh) * | 2016-04-07 | 2016-07-06 | 锐迪科微电子(上海)有限公司 | 一种射频发射电路、双向耦合器及定向耦合器 |
CN106209158A (zh) * | 2016-08-23 | 2016-12-07 | 池州睿成微电子有限公司 | 一种基于uhf rfid读写器的载波泄漏消除系统 |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
大功率射频功放的功率控制;童业平;《移动通信》;全文 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN112904079A (zh) | 2021-06-04 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN112904079B (zh) | 双向射频功率检测器、工作方法及系统 | |
US9947985B2 (en) | System and method for a directional coupler | |
Van Thienen et al. | A multi-gigabit CPFSK polymer microwave fiber communication link in 40 nm CMOS | |
US7236802B2 (en) | Coupling device for interfacing power amplifier and antenna in differential mode | |
JP2015056756A (ja) | 移相器、プリディストータ、及びフェーズドアレイアンテナ | |
WO2011053941A2 (en) | Detector system | |
Sun et al. | An integrated harmonic transmitter front-end for 122 GHz FMCW/CW radar sensor | |
US7676200B2 (en) | Circuits and methods for high-efficiency on-chip power detection | |
US20060290441A1 (en) | Quasi-Balun | |
Wang et al. | A G-band on-off-keying low-power transmitter and receiver for interconnect systems in 65-nm CMOS | |
CN114024540A (zh) | 一种基于螺旋耦合差分电感的w波段单刀双掷开关 | |
US10818996B1 (en) | Inductive radio frequency power sampler | |
Xue et al. | Two W-band wideband CMOS mmW PAs for automotive radar transceivers | |
GB2529903A (en) | IQ signal generator system and method | |
CN107834980A (zh) | 基于电流复用技术的混频器 | |
CN107276547A (zh) | 一种单片集成的毫米波开关模式功率放大器电路 | |
EP3443367A1 (en) | Remote sensing using sensor resonator with sensor inductor coupled to resonator capacitor over shielded cable | |
Schmid et al. | A W-band integrated silicon-germanium loop-back and front-end transmit-receive switch for built-in-self-test | |
CN109474243A (zh) | 一种超宽带低噪声放大器 | |
CN110379797B (zh) | 一种同侧输入输出梅花形电感及由其制成的变压器 | |
CN102843121A (zh) | 一种宽带射频开关cmos电路 | |
CN107222183A (zh) | 一种低视频馈通泄露的宽带微波开关双工电路 | |
CN102969553B (zh) | 一种巴伦器 | |
Xu et al. | A Ka-band CMOS phase-inverting amplifier with 0.6 dB gain error and 2.5° phase error | |
TWI407706B (zh) | 訊號傳收電路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |