CN112838998A - 一种适用于单载波的iq不平衡估计方法和系统 - Google Patents

一种适用于单载波的iq不平衡估计方法和系统 Download PDF

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CN112838998A CN202011625981.0A CN202011625981A CN112838998A CN 112838998 A CN112838998 A CN 112838998A CN 202011625981 A CN202011625981 A CN 202011625981A CN 112838998 A CN112838998 A CN 112838998A
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Abstract

本发明提供一种适用于单载波的IQ不平衡估计方法和系统，所述IQ不平衡估计方法包括以下步骤：步骤S1，实现帧同步；步骤S2，对接收数据进行匹配滤波；步骤S3，对匹配滤波后的信号进行频偏估计和补偿；步骤S4，对频偏补偿后的接收数据进行差分解调；步骤S5，通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计；步骤S6，根据IQ不平衡估计的结果对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据进行IQ不平衡补偿；步骤S7，输出IQ不平衡补偿后的信号至接收端。本发明不易受到信道情况和初始相位的干扰，能够在正确估计出IQ不平衡之后进行相应的补偿，正确评估发射信号的发射指标，便于辅助信号源的纠正设计。

Description

一种适用于单载波的IQ不平衡估计方法和系统
技术领域
本发明涉及一种IQ不平衡估计方法，尤其涉及一种802.11b标准下，适用于单载波的IQ不平衡估计方法，并进一步涉及采用了该适用于单载波的IQ不平衡估计方法的IQ不平衡估计系统。
背景技术
IEEE802.11标准的WLAN使用直接变频接收机。直接变频接收机不经过中频，直接将信号从频带变频到基带，直接变频接收机在变频时完全正交同幅度I路和Q路的两路信号会产生幅度和相位的偏差，引起解调性能恶化，即所谓的IQ不平衡问题，要使直接变频接收机得到应用，就必须对其进行补偿，消除IQ不平衡对系统的影响。
考虑理想的WLAN模型，假设基带信号为x(t)，发射机本振信号为ai(t)＝cos(wct)，aq(t)＝sin(wct)，则发射射频信号为
Figure BDA0002874849570000011
在接收机，天线接收到的射频信号为
Figure BDA0002874849570000012
接收机本振信号为bi(t)＝cos(wct)，bq(t)＝-sin(wct)，忽略信道和噪声的影响，变换为基带信号，则有y(t)＝LPF{bi(t)rRF(t)}+jLPF{bq(t)rRF(t)}＝x(t)。
但在实际情况下，由于LO振荡器I、Q路没有达到严格正交引起的，假设LO振荡器不完全正交，αr代表IQ幅度的不平衡量(单位dB，由20*log10(E(I)/E(Q))计算)，θr代表IQ路相位不平衡量，那么IQ两路变为bi(t)＝(1+αr)cos(wct-θr2)，bq(t)＝-(1-αr)sin(wct+θr/2)；接收端的基带信号变为
Figure BDA0002874849570000013
将
Figure BDA0002874849570000014
代入并做变形，接收端基带信号
Figure BDA0002874849570000015
Figure BDA0002874849570000016
y*(t)是y(t)的复共轭。
仅受IQ不平衡影响的理想情况下，y(t)＝x(t)，即IQ不平衡模型可以写为
Figure BDA0002874849570000017
其中，
Figure BDA0002874849570000018
Figure BDA0002874849570000019
x*(t)是x(t)的复共轭。当αr＝0，θr＝0时，则μr＝1，vr＝0，这恰好是IQ平衡时的接收方式。
图2和图3分别为单载波模式下的IQ相位不平衡星图和IQ幅度不平衡星图。
802.11b是一种基于扩频编码的相位调制的单载波信号，其调制原理在于将基带数据进行映射成调制符号，即星座图，然后进行成形滤波，用成形滤波后的数据改变载波相位。采用相干解调法对接收信号进行接收时，常因为载波相位的倒π现象产生相位模糊问题，进而产生误解。在实用中，通常对接收信号的调制方式进行修改，采用前后两个符号的相位差来调制载波，即DBPSK/DQPSK/CCK调制。
11b有长格式和短格式两种数据字段，前导字段部分使用的是1M的DBPSK或2M的DQPSK调制，数据字段在1M速率时使用DBPSK调制，2M速率使用DQPSK调制，5.5M和10M使用CCK调制。
由11b的帧结构，前导部分为DBPSK和DQPSK，信号s(t)＝sI(t)+i*sQ(t)的IQ两路具有能量相等，均值为零，且彼此正交的关系
Figure BDA0002874849570000021
Figure BDA0002874849570000022
y(t)＝s(t)为理想状态时的接收模型，
Figure BDA0002874849570000023
表示受IQ不平衡时的接收模型，其IQ路有
Figure BDA0002874849570000024
Figure BDA0002874849570000025
Figure BDA0002874849570000026
那么
Figure BDA0002874849570000027
但在实际收发系统和测试过程中，因为发射机和接收机经过本振时间不一致，信号传输也需要一段时间。接收端得到的信号，是经过信道影响和初始相位旋转的，信号解析是使用差分解码，前后信号碎片都受相同的信道影响和初始相位旋转，在时频域能量恒定模式计算的IQ不平衡就不准确了。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是需要提供过一种适用于单载波的IQ不平衡估计方法，并保证不易受到信道情况和初始相位的干扰，在正确估计出IQ不平衡后还能够进行相应的补偿，以正确评估发射信号的发射指标，改善接收端的解调性能，辅助DUT(待测设备)的纠正设计；在此基础上，还提供一种采用了该适用于单载波的IQ不平衡估计方法的IQ不平衡估计系统。
对此，本发明提供一种适用于单载波的IQ不平衡估计方法，包括以下步骤：
步骤S1，实现帧同步；
步骤S2，对接收数据进行匹配滤波；
步骤S3，对匹配滤波后的信号进行频偏估计和补偿；
步骤S4，对频偏补偿后的接收数据进行差分解调；
步骤S5，通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计；
步骤S6，根据IQ不平衡估计的结果对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据进行IQ不平衡补偿；
步骤S7，输出IQ不平衡补偿后的信号至接收端。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中，通过公式
Figure BDA0002874849570000031
对匹配滤波后的信号进行频偏估计，计算出频偏偏差Δf，其中，Ts为采样周期，imag(z)为相邻两个接收基带信号共轭相乘后信号的虚部，real(z)为相邻两个接收基带信号共轭相乘后信号的实部。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S3中，通过公式
Figure BDA0002874849570000032
对匹配滤波后的信号实现频偏估计后的频偏补偿，
Figure BDA0002874849570000033
为频偏补偿后的接收数据，其中，y(t)为接收基带信号，j为虚数单位，t为采样点序号，
Figure BDA0002874849570000034
为相位偏差。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S4中，通过公式
Figure BDA0002874849570000035
对频偏补偿的接收数据
Figure BDA0002874849570000036
进行差分解调，其中，x(i)为差分解调对应的发射信号，i＝0，…，N，N为发送比特序列的编码长度，
Figure BDA0002874849570000037
为解调相位，该解调相位限定在(0 2π]内。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S5中，通过公式
Figure BDA0002874849570000038
计算IQ不平衡估计中的νr，公式
Figure BDA0002874849570000039
计算IQ不平衡估计中的μr，其中，vr和μr为IQ不平衡估计的中间变量，x(i+1)为最佳采样点i+1对应的差分解调对应的发射信号，
Figure BDA00028748495700000310
为频偏估计和补偿后最佳采样点i+1对应的接收数据，x*(i)是发射信号x(i)的复共轭，x*(i+1)是发射信号x(i+1)的复共轭。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S6中，通过公式η＝-μr/vr *计算补偿因子η，进而对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000041
进行IQ不平衡补偿，其中，vr *为中间变量vr的复共轭。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S6中，通过公式
Figure BDA0002874849570000042
Figure BDA0002874849570000043
实现对对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000044
进行IQ不平衡补偿，其中，
Figure BDA0002874849570000045
为IQ不平衡补偿后的信号，μr *为中间变量μr的复共轭，
Figure BDA0002874849570000046
为频偏补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000047
的复共轭。
本发明的进一步改进在于，所述步骤S1中，对各采集数据的功率值累加求和，通过双滑动窗口寻找数据起始点，并检测信道是否有新的数据到达，以查找每一帧数据的起点位置和终点位置。
本发明还提供一种适用于单载波的IQ不平衡估计系统，其特征在于，采用了如上所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，并包括：
帧同步模块，用于实现帧同步；
匹配滤波模块，用于对接收数据进行匹配滤波；
频偏估计和补偿模块，用于对匹配滤波后的信号进行频偏估计和补偿；
差分解调模块，用于对频偏补偿后的接收数据进行差分解调；
IQ不平衡估计模块，通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计；
IQ不平衡补偿模块，根据IQ不平衡估计的结果对所述频偏估计和补偿模块后的接收数据进行IQ不平衡补偿；
信号输出模块，输出IQ不平衡补偿后的信号至接收端。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：对帧同步、匹配滤波以及频偏估计和补偿后的接收数据进一步进行差分解调，然后再通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计和补偿，进而使得所述IQ不平衡估计方法不易受到信道情况和初始相位的干扰，能够正确估计出IQ不平衡并进行相应的补偿，正确评估发射信号的发射指标，便于辅助信号源的纠正设计；在此基础上，还进一步提供采用了该IQ不平衡估计方法的IQ不平衡估计系统。
附图说明
图1是本发明一种实施例的工作流程示意图；
图2是单载波模式IQ相位不平衡星图；
图3是单载波模式IQ幅度不平衡星图；
图4是本发明一种实施例通过双滑动窗口实现帧同步的原理示意图。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的较优的实施例作进一步的详细说明。
在IEEE802.11b基于单载波扩频通信的系统中，本地振荡器不完全正交，I路和Q路没有达到严格正交将引发了IQ不平衡。
为此，如图1所示，本例提供一种适用于单载波的IQ不平衡估计方法，包括以下步骤：
步骤S1，实现帧同步；
步骤S2，对接收数据进行匹配滤波；
步骤S3，对匹配滤波后的信号进行频偏估计和补偿；
步骤S4，对频偏补偿后的接收数据进行差分解调；
步骤S5，通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计；
步骤S6，根据IQ不平衡估计的结果对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据进行IQ不平衡补偿；
步骤S7，输出IQ不平衡补偿后的信号至接收端。
本例所述步骤S1用于实现帧同步，11b信号传输在多个数据帧传输之间会存在无功率的间隙，因此可以采用滑动平均方法找出帧的起始点。比如对各采集数据的功率值累加求和，通过双滑动窗口寻找数据起始点，这是接收机的第一步，能够检测信道是否有新的数据到达，以查找每一帧数据大致的起点位置和终点位置，采用双滑动窗口实现帧同步的原理如图4所示。
窗口A和窗口B代表功率值，简称能量窗口。图4中曲线平坦的部分表示信号微弱，像部分噪声信号，突出的部分表示有分组数据到达，信号变强。其中窗口B是对信号功率的直接评估，窗口A是刻意滞后128个采样点的信号功率，窗口C是窗口B和窗口A的差值的累加之和。win_a、win_b和win_c分别代表窗口A、窗口B和窗口C；设n代表第几个采样点，则有：
n＝0:win_c0＝win_b0-win_a0
n＝1:win_c1＝win_b1-win_a0
n＝2:win_c2＝win_b2-win_a2
………………………
n＝127:win_c127＝win_b127-win_a127
win_c＝win_c0+win_c1+win_c2+…….+win_c127
从窗口C的曲线可以看出，当到达最顶点的时候，窗口B有能量到达，而窗口A没有能量，当窗口A有能量到达，窗口C的曲线就逐渐下降，直至平坦，所以认为窗口C的曲线到达顶点时有能量数据到达，为帧的起点。同理，当窗口C的曲线到达下一个负顶点时，认为是帧的终点。
当然，本例列举的这一过程属于优选的帧同步过程，在实际应用中，可以知己而采用现有的帧同步方法来实现步骤S1，而不仅仅局限于本例所述列举的这种双滑动窗口方法。
本例所述步骤S2中，根据最佳接收原则，要对接收数据进行匹配滤波器，在发送端与接收端采用根升余弦波滤器进行匹配和滤波接收，匹配滤波器的目的是使得接收信号的SNR达到最大化，寻找到最佳采样点，根据最佳采样点的位置，进而确认11b信号帧的精确起始位置。当然，在实际应用中，也可以通过其他方式实现匹配滤波，在本例就不另行描述了。
本例所述步骤S3用于实现频偏估计和补偿，设基带发送信号为x(t)，收发端存在频率偏差Δf，相位偏差
Figure BDA0002874849570000061
采样频率fs＝1/Ts，采样周期Ts，不考虑噪声的影响，接收基带信号y(t)可以表示为
Figure BDA0002874849570000062
取相邻的两个数共轭相乘，可得：
Figure BDA0002874849570000063
Figure BDA0002874849570000064
其中
Figure BDA0002874849570000065
为基带发送信号x(t)的相位，|x(t)|表示x(t)的模值，上标*表示求复共轭。由于前导采用DBPSK调制，因此前后两个调制符号的相位误差只可能是0或者±π，存在固定相位偏差
Figure BDA0002874849570000066
Figure BDA0002874849570000067
当相位差为±π时，对相邻两个接收基带信号共轭相乘后的信号z的相位取反，消除相位差带来的影响。
因此，本例所述步骤S3中，先通过公式
Figure BDA0002874849570000068
对匹配滤波后的信号进行频偏估计，计算出频率偏差Δf，其中，Ts为采样周期，imag(z)为相邻两个接收基带信号共轭相乘后信号的虚部，real(z)为相邻两个接收基带信号共轭相乘后信号的实部；然后再通过公式
Figure BDA0002874849570000071
对匹配滤波后的信号实现频偏估计后的频偏补偿，
Figure BDA0002874849570000072
为频偏补偿后的接收数据，其中，y(t)为接收基带信号，j为虚数单位，t为采样点序号，
Figure BDA0002874849570000073
为相位偏差。
本例所述步骤S4用于实现差分解调，11b信号使用DBPSK、DQPSK或CCK编码，编码基于Bit输入情况进行相位变换，DBPSK编码方式如下
输入比特 相位变换
0 0
0
DQPSK编码方式如下
输入比特 相位变换
00 0
01
11
10 3
CCK使用的变换相位和DQPSK相同，相位变化的落点没有改变，使用DQPSK的解调思路即可。
发射信号存在
Figure BDA0002874849570000074
的关系，其中
Figure BDA0002874849570000075
j是虚数单位，
Figure BDA0002874849570000076
是基于传输编码比特根据编码映射到的相位变换值，那么正常的接收端也存在
Figure BDA0002874849570000077
本例基于所述步骤S3的频偏补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000078
还存在于噪声干扰以及IQ不平衡等影响因子，但在测试环境下，信道的影响是较小的，经过所述步骤S2的匹配滤波后(匹配滤波是信号处理上常用手段，本例不做详细要求)，可以得知频偏补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000079
上的一系列采样点最佳采样点的位置
Figure BDA00028748495700000710
N为发送比特序列的编码长度，可知最佳采样点集i是信号采样点t的子集。
本例所述步骤S4中，对于最佳采样点i，其解调相位
Figure BDA00028748495700000711
根据编码，
Figure BDA00028748495700000712
取值为
Figure BDA00028748495700000713
其中
Figure BDA00028748495700000714
是编码时x(0)的初始相位，
Figure BDA00028748495700000715
限定在(0 2π]内，那么对频偏补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000081
通过公式
Figure BDA0002874849570000082
对其进行差分解调，其中，x(i)为差分解调对应的发射信号，
Figure BDA0002874849570000083
为解调相位，该解调相位限定在(0 2π]内。
如WLAN模型的推导可知，接收系统本地振荡器不完全正交，存在IQ幅度的不平衡量αr和IQ相位不平衡θr，记
Figure BDA0002874849570000084
Figure BDA0002874849570000085
那么IQ不平衡对接收器的影响为
Figure BDA0002874849570000086
Figure BDA0002874849570000087
其中x*(i)是x(i)的复共轭。
选择步骤S4中连续两个最佳采样点所对应的
Figure BDA0002874849570000088
和
Figure BDA0002874849570000089
以及它们对应解调得到的x(i)和x(i+1)，联立得到方程组
Figure BDA00028748495700000810
和
Figure BDA00028748495700000811
Figure BDA00028748495700000812
方程
Figure BDA00028748495700000813
乘以x(i+1)减去方程
Figure BDA00028748495700000814
Figure BDA00028748495700000815
乘以x(i)，得到
Figure BDA00028748495700000816
Figure BDA00028748495700000817
因此，本例所述步骤S5中，通过公式
Figure BDA00028748495700000818
计算IQ不平衡估计中的vr，公式
Figure BDA00028748495700000819
计算IQ不平衡估计中的μr，其中，vr和μr为IQ不平衡估计的中间变量表示，x(i+1)为最佳采样点i+1对应的差分解调对应的发射信号，
Figure BDA00028748495700000820
为频偏估计和补偿后最佳采样点i+1对应的接收数据，x*(i)是发射信号x(i)的复共轭，x*(i+1)是发射信号x(i+1)的复共轭。
相邻的两个差分解调值满足x*(i)*x(i+1)-x(i)x*(i+1)≠0时，则分母不为0，可以通过公式
Figure BDA00028748495700000821
和公式
Figure BDA00028748495700000822
求得中间变量vr和中间变量μr；为了提高精度，本例优选选择多组方程来分别计算中间变量vr和中间变量μr后，取其平均值。
如WLAN模型的推导可知，在最佳采样集i上有
Figure BDA00028748495700000823
只要消除掉共轭分量y*(i)，则能补偿IQ不平衡的影响，最佳采样点上的IQ不平衡也就是整个信号的Q不平衡。因此，本例所述步骤S6中，通过公式η＝-μr/vr *计算补偿因子η，进而对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000091
进行IQ不平衡补偿，其中，vr *为中间变量vr的复共轭，更为具体的，本例通过公式
Figure BDA0002874849570000092
实现对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000093
进行IQ不平衡补偿，其中，
Figure BDA0002874849570000094
为IQ不平衡补偿后的信号，μr *为中间变量μr的复共轭，
Figure BDA0002874849570000095
为接收数据
Figure BDA0002874849570000096
的复共轭。
本例所述步骤S7用于实现信号输出至接收端；通过IQ不平衡估计和补偿之后，将IQ不平衡补偿后的接收数据
Figure BDA0002874849570000097
送入至接收端的接收处理器，按正常流程解析数据。
本例还提供一种适用于单载波的IQ不平衡估计系统，其特征在于，采用了如上所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，并包括：
帧同步模块，用于实现帧同步；
匹配滤波模块，用于对接收数据进行匹配滤波；
频偏估计和补偿模块，用于对匹配滤波后的信号进行频偏估计和补偿；
差分解调模块，用于对频偏补偿后的接收数据进行差分解调；
IQ不平衡估计模块，通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计；
IQ不平衡补偿模块，根据IQ不平衡估计的结果对所述步骤频偏估计和补偿模块后的接收数据进行IQ不平衡补偿；
信号输出模块，输出IQ不平衡补偿后的信号至接收端。
综上所述，本例对帧同步、匹配滤波以及频偏估计和补偿后的接收数据进一步进行差分解调，然后再通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计和补偿，进而使得所述IQ不平衡估计方法不易受到信道情况和初始相位的干扰，能够正确估计出IQ不平衡并进行相应的补偿，正确评估发射信号的发射指标，便于辅助信号源的纠正设计；在此基础上，还进一步提供采用了该IQ不平衡估计方法的IQ不平衡估计系统。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种适用于单载波的IQ不平衡估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S1，实现帧同步；
步骤S2，对接收数据进行匹配滤波；
步骤S3，对匹配滤波后的信号进行频偏估计和补偿；
步骤S4，对频偏补偿后的接收数据进行差分解调；
步骤S5，通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计；
步骤S6，根据IQ不平衡估计的结果对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据进行IQ不平衡补偿；
步骤S7，输出IQ不平衡补偿后的信号至接收端。
2.根据权利要求1所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，其特征在于，所述步骤S3中，通过公式
Figure FDA0002874849560000011
对匹配滤波后的信号进行频偏估计，计算出频率偏差Δf，其中，Ts为采样周期，imag(z)为相邻两个接收基带信号共轭相乘后信号的虚部，real(z)为相邻两个接收基带信号共轭相乘后信号的实部。
3.根据权利要求2所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，其特征在于，所述步骤S3中，通过公式
Figure FDA0002874849560000012
对匹配滤波后的信号实现频偏估计后的频偏补偿，
Figure FDA0002874849560000013
为频偏补偿后的接收数据，其中，y(t)为接收基带信号，j为虚数单位，t为采样点序号，
Figure FDA0002874849560000014
为相位偏差。
4.根据权利要求3所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，其特征在于，所述步骤S4中，通过公式
Figure FDA0002874849560000015
对频偏补偿后的接收数据
Figure FDA0002874849560000016
进行差分解调，其中，x(i)为差分解调对应的发射信号，i＝0，…，N，N为发送比特序列的编码长度，
Figure FDA0002874849560000017
为解调相位，该解调相位限定在(0 2π]内。
5.根据权利要求4所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，其特征在于，所述步骤S5中，通过公式
Figure FDA0002874849560000018
计算IQ不平衡估计中的vr，公式
Figure FDA0002874849560000019
计算IQ不平衡估计中的μr，其中，vr和μr为IQ不平衡估计的中间变量，x(i+1)为最佳采样点i+1对应的差分解调对应的发射信号，
Figure FDA0002874849560000021
为频偏估计和补偿后最佳采样点i+1对应的接收数据，x*(i)是发射信号x(i)的复共轭，x*(i+1)是发射信号x(i+1)的复共轭。
6.根据权利要求4所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，其特征在于，所述步骤S6中，通过公式η＝-μr/vr *计算补偿因子η，进而对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据
Figure FDA0002874849560000022
进行IQ不平衡补偿，其中，vr *为中间变量vr的复共轭。
7.根据权利要求6所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，其特征在于，所述步骤S6中，通过公式
Figure FDA0002874849560000023
实现对对所述步骤S3频偏补偿后的接收数据
Figure FDA0002874849560000024
进行IQ不平衡补偿，其中，
Figure FDA0002874849560000025
为IQ不平衡补偿后的信号，μr *为中间变量μr的复共轭，
Figure FDA0002874849560000026
为频偏补偿后接收数据
Figure FDA0002874849560000027
的复共轭。
8.根据权利要求1至7任意一项所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，其特征在于，所述步骤S1中，对各采集数据的功率值累加求和，通过双滑动窗口寻找数据起始点，并检测信道是否有新的数据到达，以查找每一帧数据的起点位置和终点位置。
9.一种适用于单载波的IQ不平衡估计系统，其特征在于，采用了如权利要求1至8任意一项所述的适用于单载波的IQ不平衡估计方法，并包括：
帧同步模块，用于实现帧同步；
匹配滤波模块，用于对接收数据进行匹配滤波；
频偏估计和补偿模块，用于对匹配滤波后的信号进行频偏估计和补偿；
差分解调模块，用于对频偏补偿后的接收数据进行差分解调；
IQ不平衡估计模块，通过连续两个最佳采样点及其差分解调结果实现IQ不平衡估计；
IQ不平衡补偿模块，根据IQ不平衡估计的结果对所述频偏估计和补偿模块后的接收数据进行IQ不平衡补偿；
信号输出模块，输出IQ不平衡补偿后的信号至接收端。
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