CN1127812C - 在cdma通信系统中对由时钟抖动引起的相位误差的补偿 - Google Patents

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Abstract

一种CDMA反向链路具有用于对CDMA反向链路中的时钟抖动引起的相位误差提供补偿的系统。在滤波以后，将由导频PN序列扩展的数据供给移位寄存器，它为内部时钟的连续周期产生若干数据样本。一个存储器存储代表时钟抖动的，对于每个内部时钟周期预先计算的补偿因子。一个计数器计数内部时钟周期，以便对该存储器提供地址信号，该地址信号表示存储当前内部时钟周期的补偿因子的存储单元。根据该数据样本和该补偿因子，内插器执行内插算法，以确定对由内部时钟里的抖动引起的相位误差进行补偿的调整扩展数据值。

Description

在CDMA通信系统中对由时钟抖动引起 的相位误差的补偿
技术领域
本发明一般涉及无线通信系统，更具体地，涉及具有对于因时钟抖动引起的相位误差提供补偿的电路的码分多址(CDMA)通信系统。
背景技术
码分多址(CDMA)是数字蜂窝电话业务的一种形式，对所有的话音位指定一个码，在空间发送编码话音的扰频传输，并将该话音重编为它的原有格式。CDMA将每个电话呼叫与从该空间只拨去一个蜂窝电话的码进行组合。
CDMA与扩频传输一起工作。发射机获取原始信息信号，并将它与唯一的相关码组合，产生射频(RF)信号，它比该原始信号占据更大的带宽。将来自几个发射机的RF信号扩频到同样宽的频谱上。通过已知该码的接收机从背景噪音中抽出该分散的信号。通过对每个发射机分配一个唯一的相关码，使几个同时通话可共用同样的频率分配。
典型的CDMA系统包括一组小区或指定的区域、一个与每个小区和一组移动单元相关的基站。CDMA系统要求有效使用所分配频带的传输方案，以便能为最大数量的移动单元提供最小的干扰量。根据CDMA标准，将从移动单元到基站的通信链路称为反向链路，而将从基站到移动单元的通信链路称为正向链路。在反向链路中的通信是特别困难的，因为基站必须能够区分从位于它的特定小区中的移动单元发送的所有信息信号。为了在反向链路中进行通信，CDMA移动单元具有根据信息信号产生RF载波信号的发射机。
如附图1中所示，CDMA移动电话装置的典型发射机20具有数据输入21，用于提供要发送的二进制信息序列。例如，可以用不归零(NRZ)编码方案对输入数据进行编码，其中通过相反的交替的高和低电压来表示“1”和“0”。为了利用整个可用信道带宽，应根据伪噪声序列伪随机地移动载波的相位。在CDMA蜂窝系统中，伪随机数据扩频被定义在电信工业协会(TIA)/电子工业协会(EIA)过渡性标准TIA/EIA/IS-95/A(1995年5月)，题目为“对于双模式宽带扩频蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”(Mobile Station-base Stationcompatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread SpectrumCellular System)在此引用作为参考。
为了提供正交数据扩频，在发射机20的同相(I)和正交相位(Q)信道中分别采用在该TIA/EIA/IS-95-A标准中定义的同相和正交相位导频伪噪声(PN)序列PNI和PNQ来处理输入数据。根据这个标准，该PNI和PNO序列是基于特征多项式以1.2288 Mchip/sec速率产生的周期信号。
将乘法器22和24设置在I和Q信道，以便通过PNI和PNQ序列乘该输入数据。上采样电路26和28分别将乘法器22和24的输出值上采样因子8。此外，该信道包括一个延迟电路。用于将电路28的输出延迟等于4个样本的1/2片。将电路26和29的输出供给分别设置在I和Q信道中的n抽头有限脉冲响应滤波器30和32。在对于因子4上采样的TIA/EIA/IS-95-A标准中定义了该上采样电路26和28，延迟电路29和FIR滤波器30和32。
将滤波器30和32的输出分别供给数-模(D/A)转换器34和36。例如，可用10比特数字信号来表示滤波器30和32的输出。D/A转换器34和36产生模拟信号VI和VQ，经过抗混淆低通滤波器(LPF)38和40分别供给执行交错正交相移键控(QPSK)的发射电路42的I和Q输入，以产生使用天线44发送到基站的调制射频信号。
为了同步在I和Q信道中处理的信号，发射机20包括数字同步器46，响应外部时钟信号产生内部时钟信号。将该内部时钟信号供给滤波器30和32，并供给D/A转换器34和36。
为了支援在I和Q信道中处理的信号，该发射机20的内部时钟频率必须等于片速率乘以8。当标准片速率等于1.2288M片/秒时，必须在等于9.8304MHz的频率f×8上产生内部时钟。然而，为了满足CDMA移动电话的频率分配计划的要求，供给该发射机20的标准时钟可有与9.8304MHz不同的频率fref。例如fref可等于14.4MHz。
在这种情况下，fref/f×8＝14.4MHz/9.8304MHz＝375/256＝1.468。因此在该标准时钟的375个周期，该内部时钟的256个周期产生。因此，为了产生具有256个周期的内部时钟信号，必须从375个周期标准时钟移出119个时钟周期。
最接近1.468的数字标度比是1.5。如果这个标度比发生在该标准时钟的M个周期上，则可将在M个周期上移出的内部时钟周期的数量N表示为N＝M-(M/1.5)＝119。因此，M＝357。因此，375标准时钟周期之中的357个以等于1.5标度比进行转换，而对于其余的18个周期，该标度比等于1。
因此，在标准时钟到该内部时钟的转换期间，该标度比必须变化，例如从1.5变到1。结果产生内时钟的抖动。
例如，如果将该标度比从1.5变为1，则标准时间t改变了半个标准时钟周期。该标准时间变化Δt等于1/14.4MHz的1/2＝1/28.8MHz＝34。7纳(10-9)秒。
可将该时钟抖动作为图2所示的寄生 “斜坡相位”调制来考虑。这种调制在发射电路42的输出引起了显著的相位误差。例如，由标准时间变化Δt引起的寄生相位阶跃ΔQP-P可表示如下：
ΔQP-P＝(Δt/T×8)×2π，
这里T×8是内部时钟的周期。
因此，ΔQP-P＝(9.8304/28.8)×2π＝2.143弧度＝1个周期的34％。在上面表示的例子中，可将由于时钟抖动产生的均方根相位误差，ΔQrms表示为ΔQrms＝ΔQ/
Figure C9980516600061
＝0.6186 rad。
由于时钟抖动的相位误差产生了在D/A转换器输出端的误差电压。结果使发射机20具有在指定CDMA信道之外的频率上辐射的高电平做发射。如图3中所示，它表示在通常的CDMA反向链路中发射的RF信号的模拟频谱，该发射的RF信号具有不良的相邻信道功率比(ACPR)，而这表征在指定CDMA信道之外的虚假发射。在TIA/EIA/IS-98-A过渡标准中定义了虚假发射和它们的测量方法，题目为“双模式宽频带扩频蜂窝移动站的建议最低性能标准”(Recommended Minimum Performance Standards for Dual-ModeWideband Sproad Spectrum Cellular Mobile Stations)。该ACPR是相邻信道功率对信道内信号的功率之比。根据TIA/EIA/IS-98-A过渡性标准，在距信道内信号的中心频率偏移900KHz处测量30KHz带宽的相邻信道功率。在图3所示的例子中，在中心频率处的信道中信号功率为大约43dBm，而相邻信道功率是大约14dBm。因此，代表ACPR的这些值之间的差等于大约29dB。
因此，希望提供对由于时钟抖动引起的相位误差的补偿，以改善CDMA电话设备的ACPR。因此，本发明的一个优点在于提供对由于时钟抖动引起的相位误差的补偿，以改善CDMA收发信机的ACPR。
通过提供扩频通信设备至少部分地取得了本发明的这个和其它优点，该扩频通信设备包括：数据扩展电路，用于由PN序列扩展数据并对该扩展数据滤波；时钟产生电路，用于根据标准时钟信号产生内部时钟信号；内插电路，用于执行由数据扩展电路形成的滤波扩展数据的内插，以产生对由内部时钟信号的抖动引起的相位误差的补偿的调整扩展数据值。
根据本发明的最佳实施方案，该内插电路可包括一个由内部时钟信号控制的移位寄存器，以便对于连续的内部时钟周期产生该滤波扩展数据的样本。此外，该内插电路可包括一个存储器，用于存储代表该内部时钟抖动的补偿因子。该补偿因子对于每个内部时钟周期可以预先计算。一个由内部时钟信号控制的地址产生器，可将表示存储当前内部时钟周期的补偿因子的存储单元的地址信号，提供给该存储器。
根据该滤波扩展数据的样本和该补偿因子，该内插器计算调整的扩展数据值。例如，该内插电路可执行线性内插算法来确定该调整的扩展数据值。根该调整的扩展数据值，数-模转换器可产生补偿时钟抖动的电压。
该时钟产生电路采用至少第一和第二标度比可将标准时钟信号的周期转换为内部时钟信号的周期。为了减少时钟抖动，可将采用第二标度比产生的内部时钟周期均匀地分布在采用第一标度比产生的内部时钟周期上。
根据本发明的一方面，在CDMA反向链路中提供了对由于时钟抖动引起的相位误差进行补偿的系统。该补偿系统包括：采样电路，响应由PN序列扩展的并由滤波器滤波的数字信号，用于为连续的内部时钟周期产生扩展的数据样本；一个存储器，用于存储代表该内部时钟抖动的补偿因子，和一个内插器，执行扩展数据的内插，以确定对由于时钟抖动引起的相位误差进行补偿的调整扩展数据值。
根据本发明的方法，执行下面的步骤，以补偿由内部时钟信号中的抖动引起的相位误差：
对由PN序列扩展的并由滤波器滤波的数字数据进行采样，以便为几个连续的内部时钟周期产生扩展的数据样本；和
采用补偿因子内插该扩展的数据样本，以确定对由于时钟抖动引起的相位误差进行补偿的调整扩展数据值。
从下面的详细描述本领域的技术人员将容易理解本发明的其它目的和优点，只是通过简单地说明执行本发明的补偿的最佳模式，来描述和表示本发明的最佳实施例。正如将会理解的，本发明可有其它不同的实施方案，它的一些细节能够在许多明显的方面进行修改，而都不会偏离发明。因此，这些附图和描述只是说明性质的而不是限制性的。
图1是在CDMA电话机中的通常发射机的框图；
图2是表示由时钟信号中的抖动引起的相位误差的简图；
图3是表示在通常的CDMA反向链路中发射的RF信号的模拟频谱的简图；
图4是在本发明的CDMA电话机中的发射机的框图；
图5是表示根据本发明的时钟抖动补偿技术的简图；
图6是表示在本发明的CDMA反相链路中发送的RF信号的模拟频谱的简图。
虽然本发明一般适用于信号处理的领域。但实现本发明的最佳模式部分基于在CDMA系统中的反向链路的实现。
图4表示根据本发明的CDMA移动电话机的发射机100。与图1中所述的相同的该发射机100的元件带有相同的标号。发射机100包括同相(I)信道和正交相位(2)信道，分别传送发射电路42的同相和正交相位输入，以产生QAM射频信号，使用天线44发射到基地台。将使用NRZ编码方案进行编码的信息序列经数据输入21供给I和Q信道。
根据扩频蜂窝系统的TIA/EIA/IS-95-A标准，将同相导频PN序列PNI供给I信道，而将正交相位导频PN序列PNQ供给Q信道。以等于1.2288M片/秒的速率根据特征多项式产生这些周期性序列。
在该移动电话机中提供的标准号具有选择的频率fref，以保持所要求的CDMA信道频率。例如，fref可等于14.4MHz。根据该标准信号，数字合成器46产生在频率f×8上的内部时钟信号，它可等于9.8304MHz，即等于片速率乘以8。将该内部时钟信号供给I和Q信道，以提供它们操作的同步。
如上所讨论的，如果fref＝14.4MHz，且f×8＝9.8304MHz，数字合成器46在该标准时钟的375个周期里产生该内部时钟的256个周期。因此，当将标准时钟信号转换到内部时钟信号时，必须将该内部时钟的119个周期从标准时钟的375个周期中除去。因为不能将单一的标度比用于将标准时钟信号转换为内部时钟信号，故375个标准时钟周期的357个可用标度比等于1.5进行转换，而其余的18个周期的标度比可设置为1。这种在标度比中的变化引起了作为该转换的结果而产生的内部时钟中的抖动。
为了减少该时钟抖动，数字合成器46将该剩余的18个周期均匀地分布在375个标准时钟周期上。因为375/18＝20.8333...＝120+0.8333...，将20个周期用于重复模式，其中用标度比1.5转换19个周期的后面是具有标度比1的一个周期。因此，具有标度比1.5的18×0.8333...＝15个周期留下来了。合成器46将这15个周期均匀地分布到该18个周期上，从而产生21个周期的15块(标度比为1.5的20个周期和标度比为1的一个周期)，后面是20个周期的3块(标度比为1.5的19个周期和标度比为1的一个周期)。
为了进一步减少时钟抖动，该数字合成器46产生下面的序列，以便在21个周期的15块上均匀地分布20个周期的3块：
—21个周期的5块，其中20个周期具有标度比1.5而1个周期具有标度比1；
—20个周期的1块，其中19个周期具有标度比1.5而1个周期具有标度比1；
—21个周期的5块，其中20个周期具有标度比1.5，而1个周期具有标度比1；
—20个周期的1块，其中19个周期具有标度比1.5，而1个周期具有标度比1；
—21个周期的5块，其中20个周期具有标度比1.5，而1个周期具有标度比1；
—20个周期的1块，其中19个周期具有标度比1.5，而1个周期具有标度比1。
虽然上述的例子表示的是14.4MHz标准时钟到9.8304MHz CDMA内部时钟的转换，在本领域的技术人员将理解，可将公开的技术用于从任何标准时钟产生任何频率的时钟信号。
所示的上述时钟转换技术使时钟抖动得以减小。然而，即使该减小的时钟抖动也会引起显著的相位误差。因此，根据本发明，在CDMA发射机100中的I和Q信道的每个都包括一个相位误差补偿系统，对由时钟抖动引起的相位误差提供补偿。
根据本发明，CDMA发射机100的I和Q信道，除了在Q信道中设有1/2片延迟以外具有相同的结构。因此，在图4中只表示了I信道的元件，并在下面描述。
处理由同相导频PN序列扩展的数据的CDMA发射机100的I信道包括一个乘法器22，将来自数据输入21的NRZ数据乘以PNI序列。将乘法器22的输出连接到上采样电路26，后者通过因子8提供对该乘法器输出值的上采样。将由该上采样电路26产生的该上采样值供给n抽头滤波器30，后者执行由TIA/EIA/IS-95-A规定的信号滤波。将该内部时钟信号f×8供给FIR滤波器30，以支持信号滤波。
将在FIR滤波器30的输出上产生的信号Vf供给了级移位寄存器102。例如，可由10比特字来表示信号Vf。由内部时钟f×8控制该移位寄存器102，以产生与内部时钟f×8的三个连续周期对应的信号Vf的三个样本Vn-1，Vn和Vn+1。
将内插器104连接到移位寄存器102的输出以接收样本Vn-1，Vn和Vn+1。如后面将详细说明的，内插器104实行线性内插算法以调整值Vn，从而补偿由内部时钟抖动引起的相位误差。将存储在存储器106中的补偿因子αn用于执行该内插。存储器106具有256个单元，用于存储表示内部时钟f×8的256个周期的每个的内部时钟抖动的3比特补偿因子αn。采用该补偿因子αn，内插器104产生在FIR滤波器30的输出所产生的扩展数据的调整值Vn′。可以用执行规定的内插算法所需要的逻辑操作的硬件或软件设备来实施该内插器104。模量256计数器108计数该内部时钟周期，以提供表示存储当前内部时钟周期的补偿因子αn的存储单元的8比特地址信号。
将该调整值Vn′供给由内部时钟f×8控制的数-模(D/A)转换器34，以产生调整的I信道信号的模拟表示。经过抗混淆滤波器38，将该模拟信号Vi供给发射电路42的I输入端。
为了说明根据本发明的补偿技术，图5表示分别代表具有和没有时钟抖动的D/A转换器34的输出上的示范性的信号Vi。由于加到D/A转换器34的内部时钟里的抖动Δtn＝tn’-tn，在D/A转换器34的输出端产生的误差电压ΔVn＝Vn’-Vn。因此，在无补偿时，在时间t’n产生的是电压Vn而不是电压Vn’。
根据本发明的，内插器104执行线性内插，以计算在时间tn’的值Vn’，并输出该计算值Vn’，而不是在此刻产生的实际值Vn。可以用于计算Vn’的线性内插算法如下：
      ForΔtn＞0，Vn’(tn’)＝Vn+(Δtn/T×8)(Vn+1-Vn).
      ForΔtn＜0，Vn’(tn’)＝Vn+(Δtn/T×8)(Vn-Vn-1).其中T×8＝1/f×8是该内部时钟的周期。
为了简化这些表示，可用补偿因子αn替代Δtn/T×8。则可将内插器104所执行的该线性内插算法表示如下：
      Vn’(tn)＝Vn+αn(Vn+1-Vn)，for αn＞0
      Vn’(tn)＝Vn+αn(Vn-Vn-1)，for αn＜0
      Vn’(tn)＝Vn，for αn＝0.
如上所讨论的，由时钟抖动引起的相位阶跃ΔQP-P等于1个周期的34％。因此，补偿因子的绝对值αn≤0.34。为了简化用于执行该内插算法的硬件，该αn的值可在阶跃0.1附近。因此，
     αn∈{-0.3，-0.2，-0.1，0，0.1，0.2，0.3}.
因此，由内部时钟信号f×8控制的移位寄存器102对于该内部时钟的三个连续周期产生样本Vn+1，Vn和Vn-1。计算器108对该内部时钟的周期计数，以产生表示该内部时钟的当前周期的地址信号。存储器106存储为256个内部时钟周期的每个预先计算的补偿因子αn＝Δtn/T×8。将该地址信号供给存储器106，以便检索当前周期的补偿因子αn。
根据从存储器106读出的补偿因子αn，内插器104执行上面定义的线性内插算法，以确定由I导频PN序列扩展的并由滤波器30滤波的数据的调整值Vn’。因此，内插器104输出对于每个内部时钟周期调整的值Vn’，以补偿由时钟抖动引起的相位误差。结果，使由D/A转换器34产生的信号Vi在很大程度上与时钟抖动引起的相位误差无关。虽然以线性内插算法为例描述了本发明，本领域的技术人员将会知道，该内插器可执行任何规定的内插算法，以产生对时钟抖动引起的相位误差进行补偿的扩展数据的调整值。
经过低通滤波器38，将信号Vi供给发射电路42的同相输入I。如上所讨论的，由发射机100的Q信道产生的信号Vq来驱动发射电路42的正交相位输入Q。该Q信道具有与I信道的移位寄存器102和内插器104相同的移位寄存器和内插器。I信道和Q信道公用存储器106和计数器108，以便以公共的补偿因子αn供给两个信道中的内插器。
除了I信道的元件之外，Q信道包括延迟电路29，用于将上采样电路的输出信号延迟1/2片，如在TIA/EIA/IS-95-A标准中所规定的，使该发射电路42执行交错正交相移键控(QPSK)。将由发射电路42产生的调制射频信号经天线44发送到基地站。
因此，本发明提供由时钟抖动引起的相位误差的补偿。正如表示本发明的CDMA反向链路中的发送射频信号的模拟频谱的图6所示，与通常的CDMA系统相比，显著地改善了该射频信号的相邻信道功率比(ACPR)。在图6所示的例子中，在中心频率上的信道内功率是大约6dBm，而在距该中心频率900KHz偏移测得的相邻信道功率是大约-40dBm。这两个值间的差表示ACPR等于大约46dB。
已经描述了为CDMA反向链路中的时钟抖动引起的相位误差提供补偿的系统。在滤波之后，将由导频PN序列扩展的数据供给移位寄存器，后者为内部时钟的连续周期产生几个数据样本。存储器存储对于内部时钟的每个周期预先计算出的补偿因子。计数器对内部时钟周期进行计数，以便将表示存储当前内部时钟周期的补偿因子的存储单元的地址信号，供给存储器。根据该数据样本和补偿因子，内插器执行内插算法，以产生对内部时钟里的抖动引起的相位误差进行补偿的调整扩展数据值。
在这里，只是表示和描述了本发明的最佳实施例，但应理解，在这里所示的本发明构思的范围内本发明可有许多变化和修改。

Claims (13)

1.一种扩频通信系统，包括：
数据扩展电路(22)(30)，用于通过PN序列扩展数据并滤波该扩展的数据，
时钟产生电路(46)，用于根据标准时钟信号产生内部时钟信号，和
内插电路(102)(104)(106)(108)，用于对在相继的内部时钟周期由该数据扩展电路形成的滤波扩展数据的样本执行内插，并用于预先计算每个内部时钟周期的补偿因子，以确定对由内部时钟信号里的抖动引起的相位误差进行补偿的调整的扩展数据值，所述的内插电路还包括内插器(104)，根据滤波的扩展数据和补偿因子计算调整的扩展数据值。
2.根据权利要求1的系统，其中所述的内插电路包括一个由内部时钟信号控制的移位寄存器(102)，对于连续的内部时钟周期产生滤波扩展数据的样本。
3.根据权利要求2的系统，其中所述的内插电路还包括一个存储器，用于存储对于每个内部时钟周期预先计算出的补偿因子，以便补偿因内部时钟抖动引起的相位误差。
4.根据权利要求3的系统，其中所述的补偿因子代表内部时钟抖动。
5.根据权利要求4的系统，其中所述的内插电路还包括一个由内部时钟信号控制的地址产生器，用于对所述存储器提供地址信号，该地址信号指示存储当前内部时钟周期的补偿因子的存储器单元。
6.根据权利要求5的系统，其中所述的内插电路执行线性内插算法，以计算调整的扩展数据值。
7.根据权利要求6的系统，还包括一个数-模转换器(46)，根据调整的扩展数据值产生补偿时钟抖动的电压。
8.一种发射机，具有：时钟产生器，用于根据标准时钟信号产生内部时钟信号；对由内部时钟信号里的抖动引起的相位误差进行补偿的系统，该发射机包括：
采样电路(102)，根据由PN序列扩展并由滤波器滤波的数字数据，对于连续的内部时钟周期产生扩展数据样本，
存储器(106)，用于存储代表该内部时钟抖动的补偿因子，和
内插器(104)，根据该扩展数据样本和该补偿因子，执行对滤波扩展数据的内插，以确定对由内部时钟抖动引起的相位误差进行补偿的调整扩展数据值。
9.根据权利要求8的发射机，还包括一个由内部时钟信号控制的计数器(106)，用于对所述存储器提供地址信号，该地址信号指示存储所需要内部时钟周期的补偿因子的存储单元。
10.根据权利要求8的发射机，其中所述的采样电路包括一个由内部时钟信号控制的移位寄存器(102)。
11.根据权利要求8的发射机，其中所述的补偿因子是基于内部时钟抖动和内部时钟信号的周期预先计算的。
12.在具有用于根据标准信号产生内部时钟信号的内部时钟产生器的扩频中，一种补偿由内部时钟信号里的抖动引起的相位误差的方法，包括步骤：
对由PN序列扩展并由滤波器滤波的数字数据进行采样，以产生若干连续内部时钟周期的扩展数据样本，和
使用补偿因子对该扩展数据样本采样，以确定对由时钟抖动引起的相位误差进行补偿的调整扩展数据值。
13.根据权利要求12的方法，其中所述的采样步骤包括步骤：由内部时钟信号控制移位该扩展数字数据。
CN99805166A 1998-12-18 1999-12-13 在cdma通信系统中对由时钟抖动引起的相位误差的补偿 Expired - Fee Related CN1127812C (zh)

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