CN112753176B - 激光器频率控制方法和装置 - Google Patents

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Abstract

所公开的系统、装置和方法旨在控制光网络中超信道光信号的第一光子载波的第一中心频率与第二光子载波的第二中心频率之间的差值。所述方法包括：以第一调制边频在第一光边频分量上调制所述第一光子载波，以及以第二调制边频在第二光边频分量上调制所述第二光子载波。所述方法还包括：检测修正后的光信号中调制后的拍频单音上的射频(radio frequency，简称RF)功率。

Description

激光器频率控制方法和装置
相关申请案交叉申请
本申请要求于2019年7月15日提交的第62/874233号美国临时专利申请和于2020年7月13日提交的第16/927245号美国专利申请的优先权，其发明名称均为“激光器频率控制方法和装置”，其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本公开一般涉及光网络领域，尤其涉及一种激光器频率控制方法和装置。
背景技术
长途波分复用(wavelength division multiplexing，简称WDM)光网络用于在几百公里内传输光通道信号。但是，WDM网络中传统光通道的容量限制在200千兆每秒(Gbit/s)左右。为了使通道容量超过这个限制并利用WDM接口，可以使用超信道光信号。
超信道光信号在光超信道中传输数据。超信道是将数个子载波捆绑在一起进行统一传输的光信道。每个子载波为单波长频谱的信号。一个超信道的子载波可以通过光网络硬件同时处理。使用所述光超信道中的子载波可以降低所述超信道中的子载波之间的保护频带，从而大大增大所述WDM网络的传输容量，提高频谱效率。
在传统的光通道信号中，任意两个光通道之间需要有保护频带，以减小滤光效应和相邻信道之间的串扰。所述超信道中的子载波之间不存在滤光。因此，可以仅出于缓解信道之间的串扰的考虑，分配光超信道中的子载波之间的保护频带。如果串扰较小且子载波频率稳定，则可以减小为所述子载波之间的保护频带分配的带宽。但是，每个子载波都是由可能会发生光频率偏移的激光器产生的。对于特定激光器，这种光频率偏移可能会导致相应子载波向所述超信道光信号中的相邻子载波偏移。
因此，需要改进激光器频率控制技术，以补偿与可能导致所述超信道光信号中的信道串扰的激光器偏移问题相关的问题。
发明内容
本公开的目的是提供一种用于控制超信道光信号中的子载波频率的技术，以提升光网络的性能。根据此处所公开的装置、方法和系统，可以控制超信道光信号的第一光子载波的第一中心频率与第二光子载波的第二中心频率之间的差值。
根据这一目的，本公开的一方面提供一种用于控制光网络中超信道光信号的第一光子载波的第一中心频率与第二光子载波的第二中心频率之间的差值的方法。所述方法包括：以第一调制边频在第一光边频分量上调制所述第一光子载波；以及以第二调制边频在第二光边频分量上调制所述第二光子载波，其中，所述第一光边频分量与所述第二光边频分量的差值小于所述第一中心频率与所述第二中心频率之间的差值。所述方法还包括：将所述调制后的第一光子载波和第二光子载波耦合在一起，得到修正后的光信号；以及通过检测所述修正后的光信号中调制后的拍频单音上的射频(radio frequency，简称RF)功率，监测所述第一中心频率与所述第二中心频率之间的所述差值的变化。所述调制后的拍频单音承载所述第一调制边频和所述第二调制边频的信息。
所述监测所述第一光子载波的所述中心频率与所述第二光子载波的所述中心频率之间的所述差值的变化还可以包括：将所述修正后的光信号转换为电信号；第一电子滤波器对所述电信号进行滤波，得到在第一带宽内的滤波后的电信号，所述第一带宽对应于所述第一光边频分量与所述第二光边频分量之间的所述差值；对所述滤波后的电信号进行平方；第二电子滤波器对所述滤波后且平方后的电信号进行再次滤波，得到所述调制后的拍频单音上的RF信号；以及测量所述调制后的拍频单音上的所述RF信号的RF功率。
在至少一个实施例中，所述第一光边频分量与所述第一子载波的所述第一中心频率之间的差值可以保持恒定。在至少一个实施例中，所述第二光边频分量与所述第二子载波的所述第二中心频率之间的差值可以保持恒定。
所述方法还可以包括：去谐所述第一中心频率和所述第二中心频率中的至少一个，以使所述调制后的拍频单音上的所述RF信号的所述RF功率最大化。
在一些实施例中，所述第一光边频分量上的第一光边频分量的功率和所述第二光边频分量上的第二光边频分量的功率之和可以小于所述光信号的总功率的1％。
在一些实施例中，所述调制后的拍频单音可以是所述第一调制边频和所述第二调制边频之差。在一些实施例中，所述调制后的拍频单音可以是所述第一调制边频和所述第二调制边频之和。
根据本公开的另一方面，提供一种用于控制光网络中超信道光信号的装置，所述超信道光信号具有第一中心频率的第一光子载波和第二中心频率的第二光子载波。所述装置包括：第一电光调制器，用于：以第一调制边频在第一光边频分量上调制所述第一光子载波；第二电光调制器，用于：以第二调制边频在第二光边频分量上调制所述第二光子载波，其中，所述第一光边频分量与所述第二光边频分量之间的差值小于所述第一中心频率与所述第二中心频率之间的差值；所述装置还包括：耦合器，用于将所述调制后的第一光子载波和第二光子载波耦合在一起，得到修正后的光信号；以及RF功率计，用于测量由所述修正后的光信号中生成的RF信号的RF功率，其中，在调制后的拍频单音上测量所述RF功率。所述调制后的拍频单音承载所述第一调制边频和所述第二调制边频的信息。
所述装置还可以包括：光检测器，用于接收所述修正后的光信号并生成电信号；第一电子滤波器，用于对所述电信号进行滤波，得到在第一带宽内的滤波后的电信号，其中，所述第一带宽的中心对应于所述第一光边频分量与所述第二光边频分量的所述差值，所述第一电子滤波器用于显著衰减所述第一调制边频和所述第二调制边频周围的所述电信号；以及平方设备，用于对所述滤波后的电信号进行平方。
所述装置还可以包括：放大器，用于在所述光检测器生成所述电信号之后放大所述电信号。所述装置还可以包括第二电子滤波器，所述第二电子滤波器位于所述平方设备与所述RF功率计之间，用于对在第二带宽内的所述滤波后且平方后的电信号进行再次滤波，得到所述RF信号，其中，所述第二带宽的中心对应于所述调制后的拍频单音。所述平方设备可以包括分离器和乘法器。
在一些实施例中，所述调制后的拍频单音可以是所述第一调制边频和所述第二调制边频之差。在一些实施例中，所述调制后的拍频单音可以是所述第一调制边频和所述第二调制边频之和。
在至少一个实施例中，所述第一光边频分量与所述第一子载波的所述第一中心频率之间的差值可以保持恒定。在至少一个实施例中，所述第二光边频分量与所述第二子载波的所述第二中心频率之间的差值可以保持恒定。
根据本公开的另一方面，提供一种非瞬时性计算机可读介质，存储有计算机可执行指令，当处理器执行所述指令时，使所述处理器执行以下步骤：通过使第一调制边频和第二调制边频周围的数字信号衰减，对所述数字信号进行滤波，得到在第一带宽内的滤波后的数字信号；对所述滤波后的数字信号进行平方；对所述滤波后且平方后的数字信号进行再次滤波，得到调制后的拍频单音上的射频(radio frequency，简称RF)信号，其中，所述调制后的拍频单音承载所述第一调制边频和所述第二调制边频的信息；以及确定所述调制后的拍频单音上的所述RF信号的RF功率。所述调制后的拍频单音可以是所述第一调制边频和所述第二调制边频之差。所述调制后的拍频单音可以是所述第一调制边频和所述第二调制边频之和。
附图说明
结合所附的附图，通过以下详细描述将容易了解本公开的特征和优势，附图中：
图1A示出了根据本公开的至少一个非限制性实施例的用于生成超信道光信号的WDM发射器的框图；
图1B示出了图1A所示的所述WDM发射器生成的光信号的部分光谱；
图1C示出了根据本公开的至少一个非限制性实施例的图1A中的所述发射器的数字信号处理器和数模转换(digital-to-analog converter，简称DAC)模块的逻辑框图；
图2示出了图1A中的所述发射器中激光器之一的光中心频率偏移的结果；
图3示出了根据本公开各种实施例生成的修正后的光信号的部分频谱；
图4示出了根据本公开各种实施例的用于生成具有边频分量的超信道光信号的改进的DSP和DAC模块的逻辑框图；
图5示出了根据本公开各种实施例生成的具有边频分量的三个相邻子载波；
图6示出了根据本公开各种实施例的用于检测相邻两个边频分量之间的差值变化的装置；
图7示出了根据本公开各种实施例的图6所示的装置中的第一电子滤波器的传递函数；
图8示出了根据本公开各种实施例的用于控制光网络中超信道光信号的第一光子载波的第一中心频率与第二光子载波的第二中心频率之间的差值的方法的流程图；
图9示出了根据本公开各种实施例的用于确认边频分量间隔变化的可检测性的实验装置的框图；以及
图10示出了使用图9所示的装置测量的差频单音的功率。
应当理解的是，在整个附图和相应的描述中，相同的特征由相同的参考字符标识。此外，还应当理解，附图和随后的描述仅用于说明目的，并且这种公开不意图限制权利要求的范围。
具体实施方式
本公开旨在涉及系统、方法和装置，以解决现有技术中的缺陷。为此，本公开描述了用于控制光网络中超信道光信号的第一光子载波的第一中心频率与第二光子载波的第二中心频率之间的差值的系统、装置和方法。
现在参考附图。图1A示出了根据本公开的至少一个非限制性实施例的用于生成超信道光信号60的WDM发射器50的框图，图1B示出了所述发射器50生成的超信道光信号60的光谱的一部分100。
应理解，所述超信道光信号60的每个子载波均可用于承载独立的信号。这些子载波中的每一个子载波与所述发射器50内的控制分支相关联。这些分支中的每一个分支包括所述发射器的数字信号处理器(digital signal processor，简称DSP)51、数模转换器(digital to analog converter，简称DAC)52、电驱动器54、激光器56以及电光(electro-optical，简称EO)调制器58。如图1A所示，存在多个分支，每个分支对应于相应的超信道子载波111、112、113和114。如图1A所示，在每个分支中，DSP 51将数字信号传输到DAC 52，所述DAC 52将所述数字信号转换为模拟信号。所述数字信号是待被编码以进行传输的数据信号。所述EO调制器58可以由所述电驱动器54根据所述DAC 52输出的所述模拟信号进行电调制。所述EO调制器58对所述激光器56的输出进行光调制。耦合器65可用于将每个分支生成的单独的子载波(例如111、112、113、114等)组合成一个超信道光信号60。如果每个激光器被调谐到不同的频率，则耦合所述生成的子载波可以是一个相当简单的过程。
可以想到的是，所述发射器50还可以包括其它设备，本文描述的技术不限于图1A所示的实施例。
图1B示出了两个超信道110和120。所述超信道110和120中的每一个都包括四个子载波：第一超信道110中的四个超信道子载波111、112、113和114以及第二超信道120中的四个超信道子载波121、122、123和124。
通常，相邻的超信道110和120之间以及相邻的子载波(111、112、113和114以及121、122、123和124)之间需要有保护频带，以减轻串扰造成的影响。为了提高频谱效率，同一超信道中的相邻子载波之间(例如，相邻子载波111和112之间)的子载波保护频带130可以比位于相邻超信道110和120之间的超信道保护频带135窄。通常情况下，相邻子载波之间的子载波保护频带130可以是几GHz的量级。
再次参考图1B，所述超信道110的每个子载波111、112、113和114由不同的激光器56生成。每个激光器56的激光器光频率对应于相应子载波的中心频率。例如，在图1B中，子载波111的中心频率为f1(如箭头所示)。同样，在图1B中，子载波112的中心频率为f2(也如箭头所示)。因此，与所述子载波111相关联的激光器的激光器光频率为f1，与所述子载波112相关联的激光器的激光器光频率为f2。
由于操作期间温度的变化、操作温度与执行校准时的温度之间的差异以及其他此类影响，激光器光频率可能随着时间偏移。所述激光器光频率随时间的偏移可以可能高达+/–2.5GHz。这种频率偏移会明显导致子载波之间的频率间隔产生非预期的变化。通常在子载波之间引入额外的保护频带以考虑这种激光器光频率偏移。该保护频带可以基于两个不同激光器的最坏偏移情况(例如，每一个激光器都向彼此偏移)。该增加的保护频带降低了系统的频谱效率。本文描述的技术可以帮助减少分配给子载波之间的保护频带的用于容纳激光器频率偏移的带宽。本文描述的技术可以减小生成所述子载波的激光器的频率间隔的变化，并增强所述超信道中的子载波的相对稳定性。
本文描述的技术可以减小相邻两个子载波之间的频差(在本文中也称为“子载波间隔”)|f2–f1|的变化。
图2示出了发射器50中的一个激光器56的光频率偏移的结果。
光信号60的频谱的一部分200包含超信道110的相邻两个子载波111和112。第一子载波111的子载波中心频率为f1，第二子载波112的子载波中心频率为f2。
在图2中，场景201示出了具有最佳的期望的子载波间隔的第一子载波111和第二子载波112。光频率f1和f2之间的差值约等于期望的频差Δfd。例如，子载波间隔(f1–f2)的期望变化可以是几MHz。
场景202示出了彼此距离很远的第一子载波111和第二子载波112。在这种情况下，光频率f1和f2之间的差值Δfl大于Δfd。因此，部分频谱被浪费。
场景203示出了彼此距离较近的第一子载波111和第二子载波112，使得所述第一子载波111和所述第二子载波112之间的光频差Δfs小于Δfd。在这种情况下，所述第一子载波111和所述第二子载波112之间的串扰高于期望值。
根据本公开的至少一个实施例，生成修正后的光信号以控制所述子载波间隔。
图3示出了根据本公开的至少一个实施例生成的修正后的光信号的频谱的一部分300。所述修正后的光信号包含第一边频分量331和第二边频分量332。所述第一边频分量331的频率为fA。所述第二边频分量332的频率为fB。在一些实施例中，所述第一边频分量331和所述第二边频分量332可以在第一子载波311和第二子载波312的相邻边上生成。如下文所述，这些第一边频分量331和第二边频分量332用于监测所述第一子载波311和所述第二子载波312之间的子载波间隔(f1–f2)。
在至少一个实施例中，所述第一子载波311的光中心频率f1与所述第一边频分量331的频率fA之间的频差Δf1A保持恒定。由于产生所述第一子载波311的所述激光器56的偏移，所述第一子载波311的所述光中心频率f1可能偏离期望频率。所述第一边频分量331的频率fA也跟随所述第一子载波311的所述子载波频率f1的偏移。因此，通过监测相邻子载波311和312的边频分量331和332的频率fA和fB之间的差值，可以监测所述子载波间隔。
图3示出了根据本公开的至少一个实施例的子载波312的偏移。为了简化说明，图3中所述第一子载波311的中心频率f1保持恒定，可以想到的是，一个超信道的任一子载波的中心频率可以增大或减小。
场景301示出了具有最佳期望的子载波间隔的第一子载波311和第二子载波312。场景302示出了彼此距离很远的第一子载波311和第二子载波312。在场景302中，当子载波中心频率f2减小时，所述第一子载波311和所述第二子载波312的子载波中心频率f1和f2之间的频差(即，子载波间隔)增大。所述第一边频分量331和所述第二边频分量332的频差ΔfAB也增大。
当所述中心频率f2增大(场景303)时，所述子载波间隔(f1–f2)减小。所述第一边频分量331和所述第二边频分量332的频差ΔfAB也减小。
现在参考图1C，图1C示出了根据本公开的至少一个非限制性实施例的图1A中的发射器50的DSP 51和DAC模块52以及电驱动器54的逻辑框图。双极化QAM发射机50有四个数据流。所述DSP 51的逻辑块可以包括：编码块72、比特到符号映射块74、头插入块76、脉冲整形块78和预失真块79。需要说明的是，所述DSP 51还可以有其他的配置和结构。所述DAC模块52具有四个DAC单元80。
如图1C所示，所述DSP 51向所述DAC模块52发送四个V(t)信号，每个DAC单元80有一个V(t)信号。这4个V(t)信号分别是两个X极化信号VXI(t)和VXQ(t)以及两个Y极化信号VYI(t)和VYQ(t)，其中，I和Q分别对应同相信号和正交相位信号。
当VXI(t)、VXQ(t)、VYI(t)和VYQ(t)施加到EO调制器58，且所述EO调制器58为同相正交相位MZM(in-phase quadrature phase MZM，简称IQ-MZM)时，可以获得具有光子载波的期望光输出。
得到的场可以描述为：
EX0(t)＝VXI(t)+sqrt(–1)*VXQ(t) (1)
等式(1)是所述场的X极化。Y极化中的所述场可以用类似的等式描述。
具有图1C中的所述DSP 51和所述DAC模块52的所述发射器50传输图1B所示的超信道光信号。
在至少一个实施例中，为了生成包含边频分量331和332的子载波311和312的修正后的光信号，在所述发射器50的所述DSP 51中添加边频分量生成逻辑块。
图4示出了根据本公开的至少一个非限制性实施例的用于生成具有边频分量的超信道光信号的改进的DSP 451和DAC模块52的逻辑框图。为了生成具有边频分量331和332的修正后的光信号311和312，所述发射器50中的所述DSP 51被替换为图4的改进的DSP 451。
图4示出了如何在X极化中应用具有幅度调制的边频分量。在数字领域应用加法运算。在加法器492a处，将以下项(对应于图4中的方框491a)加入X极化中的VXI(t)信号。
Figure BDA0002994190930000061
因此，所述DSP 451将V(t)信号的X极化中的I分量传输至所述DAC模块52，所述I分量可写作：
Figure BDA0002994190930000062
在加法器492b处，将以下项(对应于图4中的方框491b)加入X极化中的VXQ(t)信号。
Figure BDA0002994190930000063
所述DSP 451将V(t)信号的X极化中的Q分量传输至所述DAC模块52，所述Q分量可写作：
Figure BDA0002994190930000064
所述加法器492b将对应于所述方框491b的项(4)与X极化中的VXI(t)信号和V(t)的X极化中的所述Q分量相加。
可选地，在Y极化中对应的V(t)分量上可以添加类似的项。
由于在所述发射器50中使用了所述DSP 451，光信号的光边频分量fA的侧频分量调制频率为
Figure BDA0002994190930000065
再次参见图3，所述第一子载波311的子载波中心频率f1和所述第一边频分量331的光边频分量fA之间的频差f1A可以非常精确地保持，因为所述边频分量是在所述DSP 451中以数字方式生成的。由于所述发射器50中的时钟误差，可能会导致误差，但是，这种时钟误差可能小于百万分之20(ppm)。例如，所述频差＝34GHz，最大误差可能为0.68MHz。
在第一调制频率
Figure BDA0002994190930000066
上调制光边频分量为fA的所述第一边频分量331。在第二调制频率
Figure BDA0002994190930000067
上调制光边频分量fB为的所述第二边频分量332。可以想到的是，其它子载波的边频分量可以用相应的边频分量调制频率
Figure BDA0002994190930000068
调制。
每个光边频分量331和332的频谱非常窄，所述频谱由调制频率
Figure BDA0002994190930000069
和
Figure BDA00029941909300000610
决定。所述调制频率
Figure BDA00029941909300000611
可以介于几MHz和几十MHz之间。在至少一个实施例中，所述光频率分量331和332的功率比所述超信道光信号的总功率小得多。在一些实施例中，例如，所述光频率分量331和332的功率可以小于所述总功率的1％。
所述边频分量fA和fB位于约191太赫兹(THz)和约196太赫兹之间的频带C的范围内。边频间隔fA-fB可以为0至几GHz。在一些实施例中，所述第一边频分量331和所述第二边频分量332的调制频率
Figure BDA0002994190930000071
和
Figure BDA0002994190930000072
位于几MHz或几十MHz的范围内，所述边频分量间隔fA-fB位于几百MHz的范围内。
图5示出了根据本公开的各种实施例的具有边频分量531、532、533和534的三个相邻子载波511、512和513的频谱部分500。在一些实施例中，一个子载波512可以具有两个边频分量532和533。
再次参考图3，为了在光纤链路上传输信息，两个子载波311和312中的每一个都用数据进行调制(使用图4所示的MZM 471a和472b)。在数据调制后，所述第一子载波311和所述第二子载波312的电场可以写作：
E1(t)＝E10(t)exp(-i2πf1t) (6)
E2(t)＝E20(t)exp(-i2πf2t) (7)
其中，E10(t)和E20(t)是基带复电场。
可以假设所述第一子载波311的子载波光中心频率f1与所述边频分量331的光边频分量fA之间的频差为正：Δf1A＝f1-fA＞0。也可以假设所述第二子载波312的子载波光中心频率f2与所述第二边频分量332的光边频分量fB之间的频差为负：Δf2B＝f2-fB＜0。所述第一子载波311和所述第二子载波312的电场可以推导如下：
E1(t)＝[E10(t)+AAexp(i2πΔf1At)]exp(-i2πf1t) (8)
E2(t)＝[E20(t)+ABexp(i2πΔf2Bt)]exp(-i2πf2t) (9)
在一些实施例中，所述边频分量331(其光边频分量为fA)位于所述第一子载波311的子载波频谱的边缘附近。然而，所述边频分量331可以在所述对应的子载波311的带宽内(例如，在所述第一子载波311的带宽Δf1内)的任何频率上。
在一些实施例中，为了方便起见，中心子载波频率之间的差值和边频分量之间的差值可以相等：|Δf1A|＝|Δf2B|。再次参考图3，可以推导出相邻两个边频分量331和332的边频分量之间的控制差值为：
fA-fB＝(f1-f2)-(|Δf1A|+|Δf2B|) (10)
在等式(10)中，f1-f2为相邻两个子载波311和312之间的目标子载波间隔。例如，所述目标子载波间隔f1-f2可以从光链路的设计中预先确定。如果(|Δf1A|+|Δf2B|)已知，相邻两个边频分量之间的差值fA–fB在期望值上保持恒定，以使所述目标子载波间隔f1-f2保持恒定。
图6示出了根据本公开各种实施例的用于检测相邻两个边频分量之间的边频分量差值fA–fB的装置600。
应注意，虽然所述装置针对两个子载波进行描绘，但其可用于检测任意数量的子载波之间所定义的一对子载波之间的子载波间隔。在一些实施例中，可以选择一个子载波为主子载波，其他子载波可以为从子载波。所述从子载波可以跟踪(跟随)所述主子载波。
所述装置600包括信号生成器601和控制器602。所述信号生成器601包括DAC转换器52、电驱动器54、激光器56和EO调制器58，它们已在上文中描述。
在图4中已进一步详细地讨论和描绘了所述DSP 451。所述DSP 451使得具有子载波311和312的光信号具有边频分量331和332(如图3中所述)。在调制边频
Figure BDA0002994190930000073
和
Figure BDA0002994190930000074
上调制fA和fB上的所述边频分量331和332。耦合器670将所述边频分量331和332的两个子载波311和312进行耦合。所述耦合器670的输出光信号包括第一边频分量为fA的频率f1上的第一子载波，以及第二边频分量为fB的频率f2上的第二子载波。
在所述耦合器670的输出端，输出光信号中的光672的一部分可以被传输到光链路(未示出)，而光673的另一部分可以被抽头到控制器602，以确定如下所述的边频分量间隔。
所述被抽头的光673通过光检测器(photodetector，简称PD)674转换为光电流。所述PD 674是低通PD，其带宽可以大于设计的间隔|。在一些实施例中，可以通过跨阻抗放大器(未示出)放大所述光电流。
在至少一个实施例中，可以选择每个边频分量331和332相对于子载波频率f1和f2的频率(其中，|Δf1A|＝|Δf2B|)，使得边频分量间隔fA-fB等于图6中的第一电子滤波器676的滤波器中心频率。在至少一个实施例中，所述第一电子滤波器676是具有窄通带的带通滤波器，如本文所述。
所述边频分量331和332各自的光电场EA和EB可以写作：
Figure BDA0002994190930000081
Figure BDA0002994190930000082
其中，AA和AB是振幅，t是时间。
当所述边频分量331和332一起传输时，光强度为：
I(t)＝|EA(t)+EB(t)|2 (13)
若将等式(11)和(12)中的边频分量331和332的光电场的等式考虑在内，可以将所述强度改写如下：
Figure BDA0002994190930000083
所述PD 674生成的光电流和电压VPD(t)与等式(14)中的光强度I(t)成正比。
Figure BDA0002994190930000084
应注意，本文提供的等式中，假设所述边频分量331和332具有相同的极化，所述极化可以由MZM 472a和MZM 472b的光学设计提供。
等式(14)的前两项分别包含所述边频分量331和所述边频分量332的信息。等式(14)的最后一项包含边频分量间隔(fA–fB)。但是，不能通过检测所述边频分量331和332来提取所述信息，其和差cos(2π(fA-fB)t)对应的频音将这些频音平均出去。
为了检测所述边频分量331和332或与其和或差相对应的频音，平均后需有一个非零因子cos(2π(fA-fB)t)。在一些实施例中，这可以通过平方运算来实现。需要说明的是，也可以采用其他运算来获得平均后的非零因子cos(2π(fA-fB)t)。
在至少一个实施例中，如果将带通滤波器应用于信号，则可忽略等式(14)中用于基带拍频的前两项。可以对所述带通滤波器进行设计，使得可以通过所述带通滤波器的带宽的等式(14)中的唯一一项是等式(14)的最后一项。
再次参考图6，所述第一电子滤波器676对所述PD 674生成的电信号进行滤波。所述第一电子滤波器676为窄带通模拟电子滤波器。
图7示出了根据本技术至少一个实施例的图6中的所述第一电子滤波器676的传递函数H。
所述第一电子滤波器676的滤波器中心频率ff可以设置为特定频率，使得它对应于fA和fB间的期望的差值。选择明显高于
Figure BDA0002994190930000085
和
Figure BDA0002994190930000086
的所述第一电子滤波器676的所述中心频率ff，使得只有拍频项fA-fB可以通过所述第一电子滤波器676。
例如，所述第一电子滤波器676的所述中心频率ff可以为300MHz。所述第一电子滤波器676的带通可以是几MHz。
当所述光信号通过所述第一电子滤波器676时，基带拍频单音
Figure BDA0002994190930000091
和
Figure BDA0002994190930000092
明显衰减。参考等式(14)，所述第一电子滤波器676用于仅通过等式(14)的最后一项(第三项)，即：
Figure BDA0002994190930000093
边频分量之间的差值(即，边频分量间隔)决定了所述拍频项。对应于边频分量间隔的所述拍频项通过所述第一电子滤波器676。
所述第一电子滤波器676的滤波器参数确定锁定范围，例如中心频率、带宽、滚降等。在至少一个实施例中，所述第一电子滤波器676的传递函数H作为具有更高精细度的光学波长锁定器的校准器。
如图6所示，在经过所述第一电子滤波器676之后，平方设备678对所述强度进行平方。所述平方设备678用于对所述光电流(所述光信号的强度)进行平方运算。例如，所述平方设备678可以包括乘法器。在一些实施例中，所述平方运算可以由分离器和所述乘法器执行。
在对等式(14)的最后一项取平方之后，在所述平方设备678的输出端得到的平方电压为：
Figure BDA0002994190930000094
等式(17)可以改写如下：
Figure BDA0002994190930000095
在至少一个实施例中，可以检测与频差
Figure BDA0002994190930000096
对应的项。需要说明的是，在一些实施例中，也可以检测频率之和
Figure BDA0002994190930000097
因此，功率与可以被检测到的以下项成正比：
Figure BDA0002994190930000098
其中，H(f)为所述第一电子滤波器676的幅度传递函数。
在频率
Figure BDA0002994190930000099
上测量的差频单音的检测功率为：
Figure BDA00029941909300000910
再次参见图6，在所述平方设备678进行所述平方运算后，所述光信号经过第二电子滤波器680。所述第二电子滤波器680用于通过调制后的拍频单音对RF信号的射频(radiofrequency，简称RF)功率进行滤波。
需要说明的是，在至少一个实施例中，所述第一电子滤波器676和所述第二电子滤波器680均为窄带带通滤波器。所述第二电子滤波器680的通带可以非常窄，例如，几千赫兹(kHz)。所述第一电子滤波器676用于通过拍频项，而所述第二电子滤波器680用于通过调制后的拍频单音。在一些实施例中，所述调制后的拍频单音为第一调制边频与第二调制边频之间的差值
Figure BDA00029941909300000911
(这里也称为“差频”)。在另一些实施例中，所述调制后的拍频单音为所述第一调制边频和所述第二调制边频之和
Figure BDA00029941909300000912
参考等式(19)，在一些实施例中，可以使用相关性检测所述拍频项。所述控制器602可以包括能够生成另一余弦函数并且将等式(19)表示的功率相乘的其它设备。该附加的乘法运算使得可以检测到所述拍频项的功率，从而监测所述拍频项。
在一些实施例中，RF峰值功率检测器可用于检测所述调制后的频差。
如图6所示，RF功率计682测量所述调制后的频差的功率。
从等式(20)中可以理解到，当边频分量331和332的分量边频之差对齐到所述第二带通滤波器680的中心时，所述RF功率计682接收到的所述RF功率被最大化。通过在所述调制后的频差
Figure BDA0002994190930000101
处将所述RF功率最大化，可以使分量边频之差(即，边频分量间隔)fA-fB保持恒定。需要说明的是，通过在所述调制后的频差
Figure BDA0002994190930000102
处将所述RF功率最大化，可以将边频分量间隔fA-fB锁定在所述第一带通滤波器676的中心频率上。
可以使用控制算法控制激光器456a和456b的光频率，使得所述RF功率计682检测到的所述RF功率最大。在一些实施例中，激光器频率的抖动可用于提供调谐方向信息，以基于由所述RF功率计682检测到的功率来控制所述激光器456a和456b的光频率。
在一些实施例中，调制后的拍频单音是边频分量的调制频率之和
Figure BDA0002994190930000103
所述和
Figure BDA0002994190930000104
的RF峰值可由所述RF功率计682检测并用于以类似方式控制所述光频率456a和456b。在这样的实施例中，所述第一电子滤波器676用于对边频分量的调制频率之和
Figure BDA0002994190930000105
进行滤波，所述第二电子滤波器680用于对所述第一调制边频和所述第二调制边频之和
Figure BDA0002994190930000106
的所述RF峰值进行滤波。
在图6所示的实施例中，使用模拟器件来监测调制后的拍频单音。在其他实施例中，可以在数字域中检测所述调制后的拍频单音。模数转换器(analog-to-digitalconvertor，简称ADC)(未示出)可以将所述PD 674生成的信号转换到所述数字域。然后，可以通过数字处理来执行如本文所讨论的滤波和其它操作，以提取所述调制后的拍频单音的RF功率。
在至少一个实施例中，可以提供其上存储有计算机可执行指令的非瞬时性计算机可读介质。所述计算机可执行指令可以由处理器执行。首先，所述处理器可以通过使第一调制边频和第二调制边频周围的数字信号衰减，对所述数字信号进行滤波，得到在第一带宽内的滤波后的数字信号。然后，对所述滤波后的数字信号进行平方，再进行滤波，得到调制后的拍频单音上的RF功率。
图8示出了根据本公开各种实施例的用于控制光网络中超信道光信号的第一光子载波的第一中心频率f1与第二光子载波的第二中心频率f2之间的差值的方法的流程图。
在步骤802中，使用第一调制边频
Figure BDA0002994190930000107
在第一光边频分量fA上调制第一光子载波，其中，所述第一光边频分量与所述第一子载波的第一中心频率之间的差值Δf1A＝f1-fA保持恒定。
在步骤804中，使用第二调制边频
Figure BDA0002994190930000108
在第二光边频分量fB上调制第二光子载波，其中，所述第二光边频分量与所述第一子载波的第二中心频率之间的差值Δf2B＝f2-fB保持恒定。在至少一个实施例中，所述第一光边频分量与所述第二光边频分量之间的差值小于所述第一中心频率与所述第二中心频率之间的差值。
在步骤810中，将所述调制后的第一光子载波和第二光子载波耦合在一起，以获得修正后的光信号。
在步骤812中，可以将所述修正后的光信号转换为电信号。
在步骤814中，第一带通电子滤波器可以对所述电信号进行滤波。所述第一电子滤波器的带宽对应于所述第一光边频分量与所述第二光边频分量之间的差值，即，边频分量间隔fA-fB。
在步骤816中，可以对所述滤波后的电信号进行平方。
在步骤818中，第二电子滤波器可以对所述平方后的电信号进行滤波，以获得调制后的拍频单音
Figure BDA0002994190930000109
或
Figure BDA00029941909300001010
上的RF信号。所述调制后的拍频单音承载所述第一调制边频和所述第二调制边频的信息，其中，所述信息为所述第一调制边频与所述第二调制边频之和
Figure BDA0002994190930000111
或之差
Figure BDA0002994190930000112
在步骤820中，在所述修正后的光信号中的所述调制后的拍频单音处检测RF功率。
在步骤830中，监测所述第一光子载波的所述第一中心频率f1与所述第二光子载波的所述第二中心频率f2之间的差值的变化。如上所述，在步骤820中监测到的所述RF功率与所述边频分量间隔fA-fB相关。所述边频分量间隔fA-fB距离期望值越远，监测到的所述RF功率越低。为了减小所述第一光子载波的所述第一中心频率f1与所述第二光子载波的所述第二中心频率f2之间的差值(即，f1-f2)与所述期望值之间的偏差，可以调谐所述第一中心频率f1和所述第二中心频率f2中的至少一个。
在步骤840中，可以失谐所述第一中心频率f1和所述第二中心频率f2中的至少一个，以使所述调制后的拍频单音上的所述RF信号的所述RF功率最大化。
图9示出了用于确认边频分量间隔fA-fB的可检测性的实验装置900的框图。使用一个激光器902生成两个具有已知频率间隔的激光线。图9示意性地示出了激光器902的激光光谱903。
连续波(continuous wave，简称CW)激光器902的输出经过同相正交相位MZM(in-phase quadrature phase MZM，简称IQ-MZM)904。所述IQ-MZM 904由驱动器906和DAC 908驱动，以提供带包络调制的频移。所述IQ-MZM 904将所述激光器的输出调制到2.929MHz和3.9063MHz。在图9中示意性地示出了频率fA和fB上的两条激光线905。光信号在PD 974处被转换成光电流，该PD 974的低通带宽为400MHz左右。
然后，光电流通过带宽为50MHz左右的带通滤波器976，所述带宽的中心为300MHz左右。然后，所述平方设备678对滤波后的信号进行平方，由仪器985接收。然后测量差频单音的功率
Figure BDA0002994190930000113
即，3.9063–2.929＝0.9773MHz，作为2根激光线fA和fB之间的间隔的函数。
图10示出了图9中的所述装置的所述仪器985测量的调制后的差频单音(拍频单音)的功率
Figure BDA0002994190930000114
在150MHz和450MHz之间对两个激光音fA和fB之间的频率偏差进行扫频。0.9773MHz上的调制后的差频单音的功率取决于频率fA和fB之间的间隔，激光频率间隔最大为300MHz左右。针对每个激光器频率间隔fA-fB，测量所述调制后的差频单音
Figure BDA0002994190930000115
为0.9773MHz。
在图10中，曲线1010示出了通带滤波器976的平方转换函数。圆点表示测量的差频单音
Figure BDA0002994190930000116
的功率。
图9和图10的装置和测量表明，测量的差频单音
Figure BDA0002994190930000117
的功率确实可以用等式(20)表示。结果说明，对
Figure BDA0002994190930000118
的监测可以帮助监测子载波间隔f1-f2与期望值之间的偏差。
本文描述的用于控制超信道光信号的光子载波的中心频率之间的差值的技术不需要光校准器。此外，所述第二电子滤波器作为RF鉴频器，并提供MHz量级的高分辨率。本文所描述的技术中，可以使用低速的RF组件，这有助于降低所述发射机的成本。本文描述的技术可以帮助将子载波的中心频率锁定在期望的频率间隔。此外，这种技术可以根据需要减小和增大所述子载波之间的频率间隔。
应当理解，所公开的方法和装置的操作和功能可以通过基于硬件的、基于软件的、基于固件的元件和/或其组合来实现。此类操作替代方案不以任何方式限制本公开的范围。
还将理解，尽管本文中呈现的发明构思和原理已经参考特定特征、结构和实施例进行了描述，但是显然，在不脱离这些公开的情况下，可以进行各种修改和组合。因此，说明书和附图应被简单地视为由所附权利要求限定的发明概念和原理的例证，并且预期覆盖落入本发明范围内的任何和所有修改、变型、组合或等效物。

Claims (16)

1.一种用于控制光网络中超信道光信号的第一光子载波的第一中心频率与第二光子载波的第二中心频率之间的差值的方法，其特征在于，所述方法包括：
以第一调制边频在第一光边频分量上调制所述第一光子载波；
以第二调制边频在第二光边频分量上调制所述第二光子载波，其中，所述第一光边频分量与所述第二光边频分量之间的差值小于所述第一中心频率与所述第二中心频率之间的差值；
将所述调制后的第一光子载波和第二光子载波耦合在一起，得到修正后的光信号；
将所述修正后的光信号转换为电信号；第一电子滤波器对所述电信号进行滤波，得到在第一带宽内的滤波后的电信号，所述第一带宽对应于所述第一光边频分量与所述第二光边频分量之间的所述差值；对所述滤波后的电信号进行平方；第二电子滤波器对所述滤波后且平方后的电信号进行再次滤波，得到调制后的拍频单音上的射频RF信号；测量所述调制后的拍频单音上的所述RF信号的RF功率；
通过检测所述修正后的光信号中调制后的拍频单音上的RF功率，监测所述第一中心频率与所述第二中心频率之间的所述差值的变化。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：去谐所述第一中心频率和所述第二中心频率中的至少一个，以使所述调制后的拍频单音上的所述RF信号的所述RF功率最大化。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于：
所述第一光边频分量与所述第一光子载波的所述第一中心频率之间的差值保持恒定；
所述第二光边频分量与所述第二光子载波的所述第二中心频率之间的差值保持恒定。
4.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述调制后的拍频单音是所述第一调制边频和所述第二调制边频之差。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述调制后的拍频单音是所述第一调制边频和所述第二调制边频之差。
6.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述调制后的拍频单音是所述第一调制边频和所述第二调制边频之和。
7.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述调制后的拍频单音是所述第一调制边频和所述第二调制边频之和。
8.一种用于控制光网络中光超信道信号的装置，其特征在于，所述光超信道信号具有第一中心频率的第一光子载波和第二中心频率的第二光子载波，所述装置包括：
第一电光调制器，用于：
以第一调制边频在第一光边频分量上调制所述第一光子载波；
第二电光调制器，用于：
以第二调制边频在第二光边频分量上调制所述第二光子载波，其中，所述第一光边频分量与所述第二光边频分量之间的差值小于所述第一中心频率与所述第二中心频率之间的差值；
耦合器，用于将所述调制后的第一光子载波和第二光子载波耦合在一起，得到修正后的光信号；
光检测器，用于接收所述修正后的光信号并生成电信号；
第一电子滤波器，用于对所述电信号进行滤波，得到在第一带宽内的滤波后的电信号，其中，所述第一带宽的中心对应于所述第一光边频分量与所述第二光边频分量之间的所述差值，所述第一电子滤波器用于显著衰减所述第一调制边频和所述第二调制边频周围的所述电信号；
平方设备，用于对所述滤波后的电信号进行平方；
第二电子滤波器，所述第二电子滤波器位于所述平方设备与RF功率计之间，用于对在第二带宽内的所述滤波后且平方后的电信号进行再次滤波，得到调制后的拍频单音上的RF信号，其中，所述第二带宽的中心对应于所述调制后的拍频单音；
RF功率计，用于测量由所述修正后的光信号中生成的RF信号的RF功率，其中，在调制后的拍频单音上测量所述RF功率。
9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，还包括放大器，用于在所述光检测器生成所述电信号之后放大所述电信号。
10.根据权利要求8或9所述的装置，其特征在于，所述平方设备包括分离器和乘法器。
11.根据权利要求8或9所述的装置，其特征在于，所述调制后的拍频单音是所述第一调制边频和所述第二调制边频之差。
12.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述调制后的拍频单音是所述第一调制边频和所述第二调制边频之差。
13.根据权利要求8或9所述的装置，其特征在于，所述调制后的拍频单音是所述第一调制边频和所述第二调制边频之和。
14.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，所述调制后的拍频单音是所述第一调制边频和所述第二调制边频之和。
15.根据权利要求8或9所述的装置，其特征在于：
所述第一光边频分量与所述第一光子载波的所述第一中心频率之间的差值保持恒定；
所述第二光边频分量与所述第二光子载波的所述第二中心频率之间的差值保持恒定。
16.一种非瞬时性计算机可读介质，其特征在于，存储有计算机可执行指令，当处理器执行所述指令时，使所述处理器用于运行计算机程序或指令，以实现如权利要求1-7中任一项所述的方法。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20240154695A1 (en) * 2021-03-22 2024-05-09 Nec Corporation Network management apparatus, communication apparatus, and network management system

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107039883A (zh) * 2017-05-17 2017-08-11 浙江大学 一种基于中频选频的光电振荡器

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1330242C (en) * 1987-11-30 1994-06-14 Gte Laboratories Incorporated Subcarrier-multiplexed optical transmission systems using optical channel selection
US5267074A (en) * 1990-01-22 1993-11-30 U.S. Philips Corporation Coherent optical heterodyne transmission system
DE4005517A1 (de) * 1990-02-22 1991-09-05 Sensys Ag Vorrichtung zu wellenleiterlosen bidirektionalen licht- oder infrarotuebertragung von tondarbietungen, digitalen signalen, messwerten oder bewegten fernsehbildern
GB9401488D0 (en) * 1994-01-26 1994-03-23 British Telecomm Optical communications
EP0996243A1 (en) * 1998-10-23 2000-04-26 Koninklijke KPN N.V. Method and apparatus for monitoring an optical WDM network
US6961129B2 (en) * 2003-05-15 2005-11-01 Agilent Technologies, Inc. Active control of two orthogonal polarizations for heterodyne interferometry
US7701909B2 (en) * 2004-02-17 2010-04-20 Alcatel-Lucent Usa Inc. Methods and devices for selecting sets of available sub-channels
US9124371B2 (en) * 2011-04-01 2015-09-01 Infinera Corporation Apparatus to control carrier spacing in a multi-carrier optical transmitter
US10075256B2 (en) * 2013-08-16 2018-09-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for superchannel tuning
US9071363B2 (en) * 2013-09-12 2015-06-30 Futurewei Technologies, Inc. Optical transmitters with unbalanced optical sidebands separated by gaps
US10033153B1 (en) * 2014-07-31 2018-07-24 iSenseCloud, Inc. Fiber optic sensor and wavelength drift controlled laser
JP6394192B2 (ja) * 2014-08-29 2018-09-26 富士通株式会社 光伝送システムおよび光伝送装置
US9698912B2 (en) * 2015-07-02 2017-07-04 Fujitsu Limited Methods and systems for superchannel subcarrier monitoring using frequency modulation tones
JP6601240B2 (ja) * 2016-01-28 2019-11-06 富士通株式会社 伝送装置、伝送システム、及び伝送制御方法
CN107306152A (zh) * 2016-04-22 2017-10-31 富士通株式会社 信号处理装置、信道间隔检测装置、方法和系统
EP3288195B1 (en) * 2016-08-22 2019-04-24 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Process for detecting a detuning at a wavelength splitter in an optical fibre transmission network
WO2018164035A1 (ja) 2017-03-06 2018-09-13 日本電気株式会社 光通信システム及び光周波数制御方法
WO2019028702A1 (zh) 2017-08-09 2019-02-14 华为技术有限公司 一种导频处理方法及装置、系统
CN109088673B (zh) 2018-09-05 2020-07-03 北京邮电大学 基于双载波的宽带信号微波光子移相方法和系统
US10797467B2 (en) * 2018-10-25 2020-10-06 Adtran, Inc. Tuning a multi-channel optical transmission system

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107039883A (zh) * 2017-05-17 2017-08-11 浙江大学 一种基于中频选频的光电振荡器

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