CN112751797B - Ofdma上行载波频偏盲蔽式估测法 - Google Patents
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Abstract
OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，包括：获取一段第一长度的连续信号分成I个区段，每个区段由连续M个符元组成；I个区段中，从起始区段开始，对每个区段内的μ个符元进行频偏估测，μ≤M；累积步骤：当前区段的规一载波频偏估测均值与先前所有区段的规一载波频偏补偿值进行全部累积合计，得到当前的规一载波频偏补偿值，所述当前的规一载波频偏补偿值为均值累积；补偿步骤：将当前的规一载波频偏补偿值补偿至下一个区段内的符元；在I个区段的终止区段被补偿之前，循环进行所述累积步骤和补偿步骤的过程。所述OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法估测运算量小，估测准确度高。
Description
技术领域
本发明涉及通讯领域，尤其涉及一种OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法。
背景技术
正交分频多任务接取(OFDMA)技术已广泛应用于无线宽带移动通信系统应用以达成多个用户同时传输数据的目的，例如，WiMax、LTE、IEEE 802.11p等；然而，OFDMA的系统效能对于载波频率偏移(carrier frequency offsets,CFOs)非常敏感，由于同时为多个用户提供服务，如果子载波之间无法保持正交性时，这些子载波将会彼此互相干扰，对于系统效能的影响十分巨大。
OFDMA的子载波频率偏移(CFO)是破坏子载波间正交性的主要因素，其经常发生原因，是传送端与接收端震荡器的频率不相同，或是传送端与接收端之间的相对运动所造成的多普勒效应；此外，当用户数量多时，其他用户信号引起的干扰，也会正交性的破坏更为恶化，这也是形成OFDMA系统性能的限制因素之一。因此，如何将传送端与接收端的载波频率调整一致，是一个相当重要的工作。
特别是，当OFDMA系统被应用在多用户上行链结的信号进接时，不同的使用者除了会有不同的载波偏移量之外，使用者之间的不同步又会导致彼此多重存取干扰(MultipleAccess Interference，MAI)，导致系统效能严重衰减，因此，特别需要具备一套完整的估测技术来估测出上行系统中每一个用户之间不同的载波频率偏移量。
根据实际应用经验，传统方法使用单一符元估测时会对一些外在因素显得敏感，包括：讯杂比低、使用者满载、使用者之间的有效载波频偏很靠近、子通道的子载波数目低；以上情况愈恶化时，估测峰值的变异幅度愈大，导致估测准确度相对降低，尤其是在使用者满载时影响更是明显。
发明内容
本发明解决的问题是提供一种OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，以更高效、更准确地实现对OFDMA上行载波频偏的估测。
为解决上述问题，本发明提供一种OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，包括：获取一段第一长度的连续信号分成I个区段，每个区段由连续M个符元组成；I个区段中，从起始区段开始，对每个区段内的μ个符元进行频偏估测，μ≤M；累积步骤：当前区段的规一载波频偏估测均值与先前所有区段的规一载波频偏补偿值进行全部累积合计，得到当前的规一载波频偏补偿值，所述当前的规一载波频偏补偿值为均值累积；补偿步骤：将当前的规一载波频偏补偿值补偿至下一个区段内的符元；在I个区段的终止区段被补偿之前，循环进行所述累积步骤和补偿步骤的过程。
可选的，在获取所述连续信号分成I个区段之前，建立使用者端与接收端的一致性信号模型，所述信号模型在发送端包括反离散傅立叶变换单元、加入保护周期单元、并列转串行单元，在接收端包括可加性白噪声单元、串行转并列单元、移除保护周期单元和离散傅立叶变换单元；在接收端的所述移除保护周期单元和离散傅立叶变换单元之间，获取所述连续信号。
可选的，所述信号模型中，包括具有N个子载波的OFDMA上行系统，该N个子载波被划分为Q个子信道，并且每个子信道共有P＝N/Q个子载波；OFDMA上行系统总共服务K个使用者，并且K＜Q，每个用户被分配一个子通道；每单一符元信号传送期间，任意第k个使用者可以传送P个信号，k＝0，1，...，K-1。
可选的，对规一载波频偏补偿值的计算，是对规一载波频偏估测均值的累积值计算，在应用每个符元估测完当前区段的规一载波频偏估测值后，立即更新所述当前规一载波频偏估测均值；更新第i区段内的第t-1个符元所对应的所述规一载波频偏估测均值计算公式如下：
可选的，所述规一载波频偏补偿值的计算包括：yi代表第i个迭代区段，每个迭代区段共有M个观察向量，其中yi，m代表第i个迭代区段中的第m个观察向量；i＝0，1，...，I-1且m＝0，1，...，M-1；对观察向量yi，m，组成其对应之观察矩阵Yi，m；计算样本协方差矩阵执行/>的特征值分解；找出降序排列第K至Q-1的特征值所对应的特征向量，并将这些特征向量组成一个么正矩阵/>其中，m＝0，1，...，μ-1，0≤μ-1≤M-1；遍历步骤：在规一载波频偏的搜寻范围内每一点/>换算成有效载波频率偏移量形成/>计算步骤：令/>将/>与Vk代人：
获得有效载波频偏估测值其中，/>为样本多信号分类频谱函数；再根据：
θ(k)＝(q+ε(k))/Q
计算规一载波频偏估测值进而，计算估测第i区段的规一载波频偏估测均值其中，m＝0，1，...，μ-1；k＝0，1，...，K-1。
可选的，所述遍历步骤包括：执行空间谱估计法，对于任意使用者k的规一载波频偏设定在[-d，d]，[-d，d]之间切割成S等分步阶，每步阶为Δε＝2d/S，共S+1点，每一点代入θ(k)＝(q+ε(k))/Q，换算有效载波频偏量/>将有效载波频偏量/>代入范德蒙矩阵：
取V的第k行，得
所述计算步骤中，计算共S+1点对应的J值，将其中J值的最大峰值所对应的搜寻点取出，即为有效载波频偏估测值重新代入θ(k)＝(q+ε(k))/Q，计算出规一载波频偏估测值/>其中，m＝0，1，...，μ-1，0≤μ-1≤M-1。
可选的，采用交错配置法将任意第k个用户的信号X(k)配置于N个子载波上，根据所述交错配置法，各子信道的子载波位置为{q，q+Q，...，q+P_1Q，其中q＝0，1，...，Q-1，除此以外的子载波上摆放零信号。
可选的，所述起始区段中估测边界值d为0.5，其余区段估测边界值d的值小于或者等于0.05。
可选的，μ≥2。
可选的，在I个区段的终止区段被补偿之后，重新获取一段连接信号分为I个区段，重新进行下一轮的估测；或者，在I个区段的终止区段被补偿之后，始终以最后一个频偏累积值补偿后续信号的所有符元。
上述方法具有以下特点：
(a)建立使用者端与接收端的一致性信号模型，将连续信号分成多个区段，每区段由连续多个符元组成；
(b)每个区段内的部分符元进行频偏估测，现在区段的估测均值与先前所有区段的估测均值全部累积合计；
(c)该累积值补偿至下一个区段；
(d)除了起始区段外，其余区段的频偏估测的范围仅局限在零附近；
(e)每区段的载波频偏估测均值计算(每个符元估测完后立即更新估测均值)，以实现低延时目的。
因此，本发明提供的OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法具有以下优点：
基于均值与迭代区段补偿的双重技术手段形成的方法，有助系统化处理，可重复性进行，估测准确度高；
有助于抑制外在噪声对估测变异的影响，使得系统不敏感，即使得补偿系统稳定性好，方法可靠可重复实施性强；
有助于接连而来区段的估测稳定，使系统维持不敏感，进一步提高补偿系统稳定性，提高方法可靠性；
相应的均值计算具有低延时优势；
有助于大幅度降低估测运算量，能够从规一载波频偏估测均值的计算和估测边界值的设定两个方面降低运算量，有助于稳定估测。
附图说明
图1是OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法所基于的信号模型示意图；
图2是载波频率偏移量的物理含义示意图；
图3是AWGN通道下，模拟得到的，本方法与传统方法载波频偏参数估测变异数随着μ值变化比较图；
图4是AWGN通道下，模拟得到的，本方法与传统方法均方误差随着进行频偏估测的符元数量变化的比较图；
图5是AWGN通道下，模拟得到的，本方法与传统方法均方误差随着信噪比变化的比较图；
图6是AWGN通道下，模拟得到的，本方法不同使用者人数条件下均方误差随着信噪比变化的比较图；
图7为模拟COST207 TU通道下，模拟得到的，本方法与传统方法均方误差随着信噪比变化的比较图；
图8为模拟COST207BU通道下，模拟得到的，本方法与传统方法均方误差随着信噪比变化的比较图。
具体实施方式
本发明的方法，针对现有不足，提出解决之道，采取一种信号区段的模式，以多个相邻符元的估测均值降噪特性，将累计均值迭代至下一个区段的补偿方法，来维持系统估测稳定，此方法对使用者数目全载时的系统不敏感，可实现上行多个使用者之间不同的载波偏移的个别稳定追踪。
本发明提出一种信号区段模式以实现多用户于正交分频多任务接取(OFDMA)上行系统载波频率偏移的盲蔽估测方法。所述方法充分使用多个相邻符元的估测均值降噪特性，提出一种在信号区段均值迭代至下一个区段的补偿方法，使得系统维持估测稳定，此方法对使用者数目全载时的系统不敏感，此外，迭代区段的估测范围仅需局限于零附近数值，可大幅降低运算复杂度。通过仿真发现本发明的方法其性能优于传统方法使用单一符元的估测方法。
为更加清楚的表示，下面结合附图对本发明做详细的说明。
本发明实施例提供一种OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法。
本发明实施例提供的OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，可以通过获取一段连续信号进行，而在在获取所述连续信号之前，可以先建立使用者端与接收端的一致性信号模型。
如图1所示，所述信号模型在发送端包括反离散傅立叶变换单元IDFT、加入保护周期单元Add GP、并列转串行单元P/S，在接收端包括可加性白噪声单元AWGN、串行转并列单元S/P、移除保护周期单元Remove GP和离散傅立叶变换单元DFT；在接收端的所述移除保护周期单元Remove和离散傅立叶变换单元DFT之间，获取所述连续信号。获取所述连续信号在图1中显示为采用空间谱估计法进行(图1右侧的下部分)，请继续参考后续内容。
本发明提供的OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法包括：
获取一段第一长度的连续信号分成I个区段，每个区段由连续M个符元组成；具体的，I可以取值例如1、2、3或4；
I个区段中，从起始区段开始，对每个区段内的μ个符元进行频偏估测，μ≤M；当I在2以上的时候，I个区段包括起始区段和终止区段，当I为1时，起始区段和终止区段为同一段；频偏估测可以是对依次逐步对μ个符元进行；M的值可以为25，或者20，30等；
根据上述可知，第一长度具体可以是100个符元，分为4段，每段25个符元；但本发明对第一长度、分段值和符元个数并不限定。
累积步骤：当前区段的规一载波频偏估测均值与先前所有区段的规一载波频偏补偿值进行全部累积合计，得到当前的规一载波频偏补偿值，所述当前的规一载波频偏补偿值为均值累积；
补偿步骤：将当前的规一载波频偏补偿值补偿至下一个区段内的符元；
在I个区段的终止区段被补偿之前，循环进行所述累积步骤和补偿步骤的过程。
所述信号模型中，包括具有N个子载波的OFDMA上行系统，该N个子载波被划分为Q个子信道，并且每个子信道共有P＝N/Q个子载波；OFDMA上行系统总共服务K个使用者，并且K＜Q，每个用户被分配一个子通道；每单一符元信号传送期间，任意第k个使用者可以传送P个信号，k＝0，1，...，K-1。
对规一载波频偏补偿值的计算，是对规一载波频偏估测均值的累积值计算，在应用每个符元估测完当前区段的规一载波频偏估测值后，立即更新所述当前规一载波频偏估测均值；更新第i区段内的第t-1个符元所对应的所述规一载波频偏估测均值计算公式如下：
上述公式运用于本方法的各个求规一载波频偏估测均值的具体例子中。
所述规一载波频偏补偿值的计算包括：
yi代表第i个迭代区段，每个迭代区段共有M个观察向量，其中yi，m代表第i个迭代区段中的第m个观察向量；i＝0，1，...，I-1且m＝0，1，...，M-1；
对观察向量yi，m，组成其对应之观察矩阵Yi，m；计算样本协方差矩阵执行/>的特征值分解；找出降序排列第K至Q-1的特征值所对应的特征向量，并将这些特征向量组成一个么正矩阵/>其中，m＝0，1，...，μ-1，0≤μ-1≤M-1；
遍历步骤：在规一载波频偏的搜寻范围内每一点换算成有效载波频率偏移量/>形成：
公式(2)与后续公式(17)相同，只是公式(17)用v(k)；
计算步骤：令将/>与Vk代入：
公式(3)与后续公式(29)相同；此后，获得有效载波频偏估测值其中，为样本多信号分类频谱函数；
再根据：
θ(k)＝(q+ε(k))/Q (4)
公式(4)与后续公式(11)相同；计算规一载波频偏估测值进而，计算估测第i区段的规一载波频偏估测均值/>其中，m＝0，1，...，μ-1；k＝0，1，...，K-1。
所述遍历步骤包括：执行空间谱估计法，对于任意使用者k的规一载波频偏设定在[-d，d]，[-d，d]之间切割成S等分步阶，每步阶为Δε＝2d/S，共S+1点，每一点代入θ(k)＝(q+ε(k))/Q，换算有效载波频偏量/>将有效载波频偏量/>代入范德蒙矩阵：
公式(矩阵)(5)与后续公式(矩阵)(20)相同；取出范德蒙矩阵V的第k行，得：
公式(矩阵)(6)与后续公式(17)相同，因此，也与公式(2)基本相同。
所述计算步骤中，计算共S+1点对应的J值，将其中J值的最大峰值所对应的搜寻点取出，即为有效载波频偏估测值重新代入θ(k)＝(q+ε(k))/Q，计算出规一载波频偏估测值/>其中，m＝0，1，...，μ-1，0≤μ-1≤M-1。
本实施例中，采用交错配置法将任意第k个用户的信号X(k)配置于N个子载波上，根据所述交错配置法，各子信道的子载波位置为{q，q+Q，...，q+P-1Q，其中q＝0，1，...，Q-1，除此以外的子载波上摆放零信号。
本实施例中，所述起始区段中[-d，d]为[-0.5，0.5]，其余区段估测边界值d的值小于或者等于0.05。通过设置余区段估测边界值d的值小于或者等于0.05，本实施例能够使得相应的计算量降低。
本实施例中，可以为μ≥2，并且最好取3以上，例如3、4、5、6、7、8、9或10等。
在I个区段的终止区段被补偿之后，重新获取一段连接信号分为I个区段，重新进行下一轮的估测；或者，在I个区段的终止区段被补偿之后，始终以最后一个频偏累积值补偿后续信号的所有符元。
在上述内容基础上，本实施例进一步结合系统，进行更加完整的表述。
OFDMA系统同时服务K个使用者上行链结，每个用户的上传信号透过反离散傅立叶变换单元IDFT、加入保护周期单元Add GP和并列转串行单元P/S后，送出的符元信号经过“信道#k”，引入“载波频率偏移量#k”；在基地台的接收端所接收的信号是来自所有K个用户的信号迭加再经过可加性白噪声单元AWGN，接收端再进行反运算，包括串行转并列单元S/P、移除保护周期单元Remove GP和离散傅立叶变换单元DFT。
本方法将估测得到多个使用者的不同的载波偏移量迭代至下一段时间信号进行个别补偿，补偿后的信号到了接收端时再进行估测，再迭代，依时间序反复进行。
考虑图1显示的OFDMA系统中，使用N点之反离散傅立叶变换与离散傅立叶变换，因此，本方法可以建立运行在一个具有N个子载波的OFDMA上行系统。
该N个子载波被划分为Q个子信道，并且每个子信道共有P＝N/Q个子载波；假设系统总共服务K个使用者并且K＜Q，每个用户被分配一个子通道。因此，每单一符元信号传送期间，任意第k个使用者可以传送P个信号。
上述所提到的交错配置法，可以是将任意第k个用户的信号X(k)配置于N个子载波上，依交错配置法，若将第k个用户的信号分配到第q个子信道，则该子信道的子载波位置为{q，q+Q，...，q+(P-1)Q}，其中q＝0，1，...，Q-1，除此以外的子载波上摆放零信号。根据该配置方法，任意第k个使用者的P個上行傅送信號在N个子载波上的信号会映像到N个子载波上，/>即：
假设任意第k个用户的上行通道为慢速非时变，令表示第k个使用者在第l个子载波的信道频率响应。接着，在移除保护周期后，所接收到的符元可以表示为：
其中n＝0，1，...，N-1。合并(7)和(8)可以得到下面的式子：
其中
令Δf为OFDMA系统的子载波间距，若Δf(k)表示第k个使用者和上行接收端之间的载波频率偏移量并且定义ε(k)＝Δf(k)/Δf为第k个使用者正规化后的载波频率偏移量，假设|ε(k)|＜0.5，在此ε(k)称为“规一载波频偏”。
当第k个用户的信号在到达接收端之前发生ε(k)的载波偏移量时，(9)式中的r(k)(n)成为：
其中θ(k)被定义为“有效载波频偏”(Effective CFO)：
θ(k)＝(q+ε(k))/Q (11)
由(10)可得知存在一项特性其中v为整数。根据此特性，可知，接收端收到从第k个使用者传来的任何一个符元信号r(k)(n)，该信号每P个取样点会有一个类似周期性的结构。因此，/>共有N/P＝Q个周期，故可将r(k)写成一个Q×P的矩阵：
将(10)代入(12)，可得一矩阵向量方程式：
A(k)＝v(k){u(k)⊙(b(k)W)} (13)
其中，⊙代表哈达玛积(Hadamard product)，W是一个P×P二维反离散傅立叶矩阵：
另外，b(k)、u(k)、v(k)和分别为：
其中矩阵上标T表示矩阵转置(Transpose)。
接着，考虑OFDMA系统上同时提供多用户上传信号，例如，K个使用者，假设在接收端已经实现时间同步，因此在接收端的接收信号是K个用户上传信号的总和，该总和信号在移除保护周期GP之后成为：
其中
如(12)，可将(18)也写成一个Q×P的矩阵，得：
其中S＝U⊙(BW)为“信号矩阵”， V＝[v(0) v(1) ... v(K-1)]代表一个前面提到的，范德蒙矩阵(Vandermonde matrix)V：
再来，考虑噪声；由图1知，经过可加性白噪声，并在移除保护周期之后，任意接收的一个符元，可视为一个“观察向量”：
y＝r+z (21)
其中，如(19)，将(21)写成一个Q×P的“观察矩阵”为：
Y＝A+Z＝VS+Z (22)
其中，可加性高斯白噪声矩阵里面每个元素是期望值0，变异数/>的高斯随机变数；/>
再来，“观察矩阵的协方差矩阵”定义为：
其中， 且IQ为Q×Q单位矩阵(identity matrix)。
本发明不涉及使用者数目的估计，因此，假设总使用者数目K值为已知，将(21)经特征值分解后可得：
其中，对角矩阵∑s＝diag(λ0，λ1，...，λK-1)是由Φ的K个特征值λ0≥λ1≥…≥λK-1所形成；对角矩阵∑z＝diag(λK，λK+1，...，λQ-1)是由所组成；是由K个特征值所对应λq的正交单位特征向量eq所组成，其中q＝0，1，...，K-1；是由∑z内的Q-K个特征值所对应Q-K个正交单位特征向量所组成；Us与Uz均为么正矩阵(unitary matrices)，即/>Φ的信号子空间(signalsubspace)与噪声子空间(noise subspace)分别以Us与Uz所展开；由于信号子空间与噪声子空间互相正交，因此/>
于是，在(23)与(24)两式均乘上Uz，分别可得：
与：
比较(25)与(26)，可得：
VΦSVHUz＝0 (27)
在(25)中，因VΦS为满秩，故有VHUz＝0。令Vk代表V的第k行，故有，进而有/>
为实作，通常以“样本协方差矩阵’取代Φ，并且其特征值分解为：
故可得因此，一个“样本多信号分类频谱”(Sample MUSICspectrum)函数可定义为/>据此，一种基于多信号分类频谱的“空间谱估计法”为：
其中，θ(k)以介于(11)式中的数值全部代入(29)，取J值最大峰值所对应的数值即得估测结果，再依照(11)可计算ε(k)。
载波频率偏移量ε的物理含义可以参考图2，可由传统方法(用于后续模拟实验)的文献中得知载波频率偏移量ε(k)的范围是[-0.50.5]，例如：Zhongren Cao；U.Tureli；Yu-Dong Yao，“Deterministic multiuser carrier-frequency offset estimation forinterleaved OFDMA uplink，”IEEE Trans.on Commun.，Vol.52，No.9，(2004)(DOI：10.1109/TVT.2017.2707671)。该传统方法使用单一个符元进行估测，对一些外在因素显得敏感，包括：讯杂比(信噪比)低、使用者满载、使用者之间的有效载波频偏很靠近、子通道的子载波数目低；以上情况愈恶化时，估测峰值的变异幅度愈大，导致估测准确度相对降低，尤其是在使用者满载时影响更是明显。
本发明提出方法来解决传统方法上述问题，同时整个估测的准确度也能够大幅提高。本发明引入多符元估测均值的观念来改善问题，即，将数个符元中所估测到每个用户的载波频率偏移量分别取均值，以抑制因外在噪声影响估测变异，使得系统不敏感，即稳定性好，改善估测性能。
请返回参考图1，本实施例的方法，估测得到多个使用者的不同的载波偏移量迭代至下一段时间信号进行个别补偿，补偿后的信号到了接收端时再进行估测，再迭代，依时间序反复进行。
本实施例方法的第一个具体例子可以为以下步骤。
首先，将连续信号分成I个区段，每区个段由连续M个符元组成；考虑第i区段，当信号位于接收端的移除保护周期之后，称为观察向量区段yi＝[yi，0 yi，1 ... yi，M-1]，其中而当信号位于第k个使用者的“IDFT”之后时，称为符元向量区段xi＝[xi，0 xi，1 ... xi，M-1]，其中
接着，yi中取出yi，m转换成其对应之观察矩阵Yi，m，计算样本协方差矩阵然后执行/>的特征值分解，找出降序排列第K至Q-1的特征值所对应的特征向量，并将这些特征向量组成一个么正矩阵/>其中，m＝0，1，...，μ-1，0≤μ-1≤M-1。
根据(29)，执行空间谱估计法，对于任意使用者k的规一载波频偏补偿值是[-d，d]，可在[-d，d]之间切割成S等分步阶，每步阶为Δε＝2d/S，遍历的搜寻点是[-d，-d+Δε，...，-d+(S-1)Δε，d]，共S+1点，每一点代入(11)可换算有效载波频率偏移量/>将代入(20)的第k行，得/>
于是，令将/>与Vk代入(29)可计算共S+1点对应的J值，将其中最大峰值所对应的搜寻点取出，即为估测值/>再代入(11)可算出/>其中，m＝0，1，...，μ-1，0≤μ-1≤M-1。
其中，规一载波频偏估测均值的计算可以采用前述公式(1)进行，即：
特别的，本实施例的搜寻范围，只有当i＝0时，才需有最大范围的d＝0.5；而当i＞0时，d值可定在比零稍大即可，例如，d＝0.05；以此为例，搜寻范围缩减10倍，换言之，当i＞0时运算复杂度大幅度降低。
其次，计算第i区段的估计累计值为：
最后，将第i区段的估计累计值回传至第k个使用者的“反离散傅立叶变换”之后，并补偿于第i+1区段的每个符元中。令“补偿矩阵/>为一对角矩阵：
据此，可知第k个使用者的第i+1“符元向量区段”内的每个传送信号可被补偿为：
其中，xi+1，m为第k个使用者的第i+1区段的第m个传送信号，m＝0，1，...，M-1。
本实施例的方法特点包括：
(a)建立使用者端与接收端的一致性信号模型，将连续信号分成多个区段，每区段由连续多个符元组成；
(b)每个区段内的部分符元进行频偏估测，现在区段的估测均值与先前所有区段的估测均值全部累积合计；
(c)该累积值补偿至下一个区段；
(d)除了起始区段外，其余区段的频偏估测的范围仅局限在零附近；
(e)每区段的载波频偏估测均值计算(每个符元估测完后立即更新估测均值)，以实现低延时计算的目的。
其中，特点(a)有助系统化处理；特点(b)有助于抑制外在噪声对估测变异的影响，使得系统不敏感，即稳定性好；特点(c)有助于接连而来区段的估测稳定，使系统维持不敏感，进一步提高稳定性；特点(d)均值有助稳定估测；特点(e)实现低延时的均值计算。
在另一个具体例子中，可以按以下7个步骤进行：
步骤1：i＝0，给定迭代区段数I，平均符元数μ，设定“估计均值累计值”的初值
步骤2：将连续接收到的信号形成区段，yi代表第i个迭代区段，每个迭代区段共有M个“观察向量”，其中yi，m代表第i个迭代区段中的第m个观察向量。其中，i＝0，1，...，I-1且m＝0，1，...，M-1。
步骤3：考虑观察向量yi，m；组成其对应之观察矩阵Yi，m；计算样本协方差矩阵执行/>的特征值分解；找出降序排列第K至Q-1的特征值所对应的特征向量，并将这些特征向量组成一个么正矩阵/>其中，m＝0，1，...，μ-1，0≤μ-1≤M-1。
步骤4：在规一载波频偏的搜寻范围内每一点规一载波频偏估测值换算成有效载波频率偏移量/>形成/>令/>将/>与Vk代入(29)，最后获得估测值/>再依(11)可计算规一载波频偏估测值/>进而，计算规一载波频偏估测均值/>其中，m＝0，1，...，μ-1；k＝0，1，...，K-1。
步骤5：依照(30)，计算第i迭代区段的估计规一载波频偏估测值(累计值)
步骤6：依照(32)，将规一载波频偏估测值补偿至第i+1区段内的所有符元。
步骤7：i←i+1；若i≤I-1，前往步骤2，否则结束。
上述过程中，同样体现了累积步骤和补偿步骤，并且本实施例中，后续的规一载波频偏补偿值可以采用公式(1)进行，不再赘述。
模拟实验
本发明提供的OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，利用计算机仿真结果，让所提出的方法得以验证。
以下根据所提出方法进行实验；首先，OFDMA系统的参数选择为：中心频率(carrier frequency)是2.5GHz，系统带宽(system bandwidth)是5MHz，子载波数目(subcarrier，N)、“反离散傅立叶变换”(IDFT)点数、“离散傅立叶变换”(DFT)点数等三种参数是512。保护周期(Guard Period，Ng)点数是64，调变方式(modulation)是QPSK，子信道数目Q＝16，全载时的使用者数目K＝15。可以参考图1所示系统。
本实施将在AWGN通道与多重路径行动通道，以及COST207BU(Bad Urban)与TU(Typical Urban)两种多重路径移动通道环境进行仿真。
一、在AWGN通道环境
在此，以“规一载波频偏”的误差变异数来观察本方法的估测稳定度。载波频偏参数估测变异数VAR定义为：
其中，ε(k)代表第k个使用者的规一载波频偏真实值，Mc代表执行蒙地卡罗模拟的总试验次数，为(30)的/>忽略下标，即
其中，代表执行蒙地卡罗模拟的第ρ次试验。
此外，以MSE(mean square error)来作为仿真系统性能的准则，定义为
图3显示的是，在AWGN(加性高斯白噪声)通道下，载波频偏参数估测变异数VAR随着μ值变化；K＝4，8，15，I＝1，M＝15；特别注意的是，μ＝1，代表传统方法的特例。
从图3可以发现，μ＞1时的载波频偏参数估测变异数VAR均优于μ＝1，换言之，采取估测均值可降低系统敏感度(提高系统稳定性)，使得估测准确性明显优于传统方法。
图4显示的是在AWGN无线通道环境下，均方误差MSE随着μ的变化；在此考虑SNR＝30dB，使用者数目为满载K＝15，区段数目分别为I＝1，2，3，M＝15。区段数目分别为I＝1、2或3，以及不同数目μ的均方误差MSE模拟结果。其中，I＝1且μ＝1，此一特例代表传统方法，可以发现I＝2]且μ＝7就可以得到很好的效果，估测准确性明显优于传统方法。
图5显示的是在AWGN通道下，均方误差MSE随着信噪比SNR的变化；在此考虑μ＝7，使用者数目为满载K＝15，区段数目分别为I＝1，2，3，M＝15。从图5明显可见，与传统方式比较，在I＝2]且μ＝7的条件下就具有很好的效果，所有SNR的估测准确性明显优于传统方法。
图6显示的是在AWGN通道下，均方误差MSE随着信噪比SNR的变化；考虑所有用户的“归一载波频率偏移”均为ε(k)＝0.2，μ＝7，区段数目为I＝3，M＝15，使用者K＝4，8，15。由图6可知，当使用者满载时，由于MSE随着SNR增加的下降趋势可知，只需调高SNR就可以改善效能，因此，本方法对使用者满载时能提供一个高估测准确度的解决之道。
二、在多重路径移动通道环境
在此使用实际量测所得结果的多重路径信道模型COST 207来测试本方法，采用BU(Bad Urban)与TU(Typical Urban)两种多重路径移动通道，设定系统传送端用户数目K＝15，即，将系统设定为满载，每一个用户的通道都是一个独立的COST 207通道环境，每一位使用者的规一载波频率偏移是在[-0.5，0.5]区间均匀分布的随机值。根据系统参数，可知当fdT＝0.01时所对应的移动速度为时速42公里。
图7为COST207 TU通道下，均方误差MSE随着信噪比SNR值的变化；在此考虑fdT＝0.01，I＝2，μ＝7，使用者数目为满载K＝15的模拟结果。
图8为COST207BU通道下，均方误差MSE随着信噪比SNR值的变化；在此考虑fdT＝0.01，I＝2，μ＝7，使用者数目为满载K＝15的模拟结果。
由结果可知，MSE随着信噪比SNR值递增而降低。在信噪比SNR＝15dB时，本方法的MSE效能比传统方法至少优一个阶数，随着信噪比SNR的增加，本方法的MSE效能优于传统方法的程度益显扩大。
由上述模拟结果可知，本发明提供的方法优于传统方法。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。
Claims (5)
1.一种OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，其特征在于，包括：
获取一段第一长度的连续信号分成I个区段，每个区段由连续M个符元组成；
I个区段中，从起始区段开始，对每个区段内的μ个符元进行频偏估测，μ≤M；
累积步骤：当前区段的规一载波频偏估测均值与先前所有区段的规一载波频偏补偿值进行全部累积合计，得到当前的规一载波频偏补偿值，所述当前的规一载波频偏补偿值为均值累积；
补偿步骤：将当前的规一载波频偏补偿值补偿至下一个区段内的符元；
在I个区段的终止区段被补偿之前，循环进行所述累积步骤和补偿步骤的过程；
其中，在获取所述连续信号分成I个区段之前，建立使用者端与接收端的一致性信号模型，所述信号模型在发送端包括反离散傅立叶变换单元、加入保护周期单元、并列转串行单元，在接收端包括可加性白噪声单元、串行转并列单元、移除保护周期单元和离散傅立叶变换单元；在接收端的所述移除保护周期单元和离散傅立叶变换单元之间，获取所述连续信号；
所述信号模型中，包括具有N个子载波的OFDMA上行系统，该N个子载波被划分为Q个子信道，并且每个子信道共有P＝N/Q个子载波；OFDMA上行系统总共服务K个使用者，并且K<Q，每个用户被分配一个子通道；每单一符元信号传送期间，任意第k个使用者可以传送P个信号，k＝0,1,…,K-1；
对规一载波频偏补偿值的计算，是对规一载波频偏估测均值的累积值计算，在应用每个符元估测完当前区段的规一载波频偏估测值后，立即更新所述当前规一载波频偏估测均值；更新第i区段内的第t-1个符元所对应的所述规一载波频偏估测均值计算公式如下：
所述规一载波频偏补偿值的计算包括：
yi代表第i个迭代区段，每个迭代区段共有M个观察向量，其中yi,m代表第i个迭代区段中的第m个观察向量；i＝0,1,…,I-1且m＝0,1,…,M-1；
对观察向量yi,m，组成其对应之观察矩阵Yi,m；计算样本协方差矩阵执行/>的特征值分解；找出降序排列第K至Q-1的特征值所对应的特征向量，并将这些特征向量组成一个么正矩阵/>其中，m＝0,1,…,μ-1，0≤μ-1≤M-1；
遍历步骤：在规一载波频偏的搜寻范围内每一点换算成有效载波频率偏移量形成/>
计算步骤：令将/>与Vk代入：
获得有效载波频偏估测值其中，/>为样本多信号分类频谱函数；
再根据：
θ(k)＝(q+ε(k))/Q
计算规一载波频偏估测值进而，计算估测第i区段的规一载波频偏估测均值/>其中，m＝0,1,…,μ-1；k＝0,1,…,K-1；
所述遍历步骤包括：执行空间谱估计法，对于任意使用者k的规一载波频偏设定在[-d,d]，[-d,d]之间切割成S等分步阶，每步阶为Δε＝2d/S，共S+1点，每一点代入θ(k)＝(q+ε(k))/Q，换算有效载波频偏量/>将有效载波频偏量/>代入范德蒙矩阵：
取V的第k行，得
所述计算步骤中，计算共S+1点对应的J值，将其中J值的最大峰值所对应的搜寻点取出，即为有效载波频偏估测值重新代入θ(k)＝(q+ε(k))/Q，计算出规一载波频偏估测值/>其中，m＝0,1,…,μ-1，0≤μ-1≤M-1。
2.如权利要求1所述的OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，其特征在于，采用交错配置法将任意第k个用户的信号X(k)配置于N个子载波上，根据所述交错配置法，各子信道的子载波位置为{q,q+Q,…,q+(P-1)Q}，其中q＝0,1,…,Q-1，除此以外的子载波上摆放零信号。
3.如权利要求2所述的OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，其特征在于，所述起始区段中估测边界值d为0.5，其余区段估测边界值d的值小于或者等于0.05。
4.如权利要求1所述的OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，其特征在于，μ≥2。
5.如权利要求1所述的OFDMA上行载波频偏盲蔽式估测法，其特征在于，在I个区段的终止区段被补偿之后，重新获取一段连接信号分为I个区段，重新进行下一轮的估测；或者，在I个区段的终止区段被补偿之后，始终以最后一个频偏累积值补偿后续信号的所有符元。
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| Gopala et al. | Excess Cyclic Prefix Window Optimization for High Doppler MIMO OFDM Capacity |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| CB02 | Change of applicant information |
Address after: No.1263 Qianpu South Road, Siming District, Xiamen City, Fujian Province 361000 Applicant after: Xiamen City Vocational College (Xiamen Open University) Address before: No.1263 Qianpu South Road, Siming District, Xiamen City, Fujian Province 361000 Applicant before: XIAMEN CITY University (XIAMEN RADIO & TELEVISION University) |
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| CB02 | Change of applicant information | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CB03 | Change of inventor or designer information |
Inventor after: Huang Danhui Inventor after: Zhan Yigao Inventor after: Chen Xuhui Inventor after: Xu Weichang Inventor after: Zou Zhiguang Inventor after: Lin Xiaofeng Inventor after: Luo Zebin Inventor before: Zhan Yigao Inventor before: Chen Xuhui Inventor before: Huang Danhui Inventor before: Xu Weichang Inventor before: Zou Zhiguang Inventor before: Lin Xiaofeng Inventor before: Luo Zebin |
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| CB03 | Change of inventor or designer information |