CN112737708B - 一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法 - Google Patents

Abstract

本发明实现了面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，针对实际需求可以选择集中式数据处理场景和分布式应用场景，根据相应的场景执行相应的校准方法即可完成对UCA阵列各个天线单元的收发链路相位偏移进行补偿校准，可显著提高OAM各个模态之间的正交性，解决因UCA中天线单元相位偏移引起OAM模态正交性恶化问题，能够极大提升OAM复用通信性能，并且计算简单，软硬件开销小。

Description

一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，具体而言，涉及一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法。

背景技术

根据量子力学和麦克斯韦理论，天线辐射的电磁波具有波粒二象性，可以像运动粒子一样携带线动量与角动量。众所周知，电磁波携带自旋角动量(SAM)，SAM与光子旋转相关，表现为电磁波的左旋或右旋圆极化，仅有

两个正交状态。1992年Allen等[1][2]首次试验证实了具有

相位因子的拉盖尔-高斯(LG,Laguerre-Gaussian)涡旋光束可以携带轨道角动量，OAM与光子波函数空间分布相关，是所有“涡旋电磁波”的基本属性，表现为波束具有螺旋状等相位面并且沿螺旋线传播，如图1所示。涡旋电磁波中每个光子携带

的轨道角动量，拓扑荷l取值为任意整数，不同拓扑荷的OAM模态彼此正交。因此，拥有无穷多个正交模态的涡旋电磁波，理论上可以承载无穷多路信息同时同频的复用传输，从而提供了一种独立于时间、频率与极化之外的信息复用新自由度，有望成倍提升无线通信系统的网络容量、频谱效率、抗干扰与抗截获能力。

B.Thidé等人在2007年用实验证明UCA(均匀圆环阵，如图2所示)阵元馈以等幅等相差的的激励信号可以生成指定模式的OAM电磁波[3]。自此，研究人员在基于UCA的OAM通信方面开展了大量的研究。在UCA的结构方面，Guo Chong等人提出了一种由贴片天线组成的UCA结构[4]。文献[5]比较了切向阵列、径向阵列和UCA的特点。在基于UCA的OAM通信性能方面，文献[6]分析了OAM通信系统的信道容量；文献[7]研究了多径效应对OAM通信的影响；Chen等人分析了OAM在钥匙孔信道中的通信性能[8]；文献[9]分析了OAM在衰落信道中的分集效应；文献[10]系统地研究了未对准收发器对OAM通信性能的影响。在OAM通信的架构设计方面，文献[11-14]中研究了OAM调制结合OFDM调制方法，并提出了一些优化算法来提升系统性能。

当UCA阵元可独立激励时，基于UCA的OAM生成方法本质上是相控天线阵的一个特例。相控天线阵一般来说是独立射频链路控制的天线阵，每个天线端口输入的信号和能量是由系统信号源经过一定路径到达天线端口的，各个路径元器件的加工误差、参数变化、量化误差是馈电误差的来源，他们导致阵列天线实际激励信号不可控。也就是说，系统给出的激励信号和天线端口上的实际激励信号并不一致，存在误差。因此需要设计校准方法对误差进行补偿校准。误差补偿校准的第一步是要测量出实际的激励信号，之后再基于实际的激励信号和目标激励信号的误差进行补偿。因此相控天线阵的校准核心内容就是天线阵实际激励信号的测量。

在相控天线阵校准方面目前已经有大量的研究，其中有一大类是基于旋转矢量法的校准。1982年，日本学者S.Mano提出了旋转矢量方法，这种方法通过测量阵列辐射场的幅度来测量每个天线单元的相对幅度和相位[15]。具体地，保持其他天线单元激励信号不变，将每个天线激励信号遍历0到360度变化，此时和信号的幅度会呈现正弦变化。测量正弦和信号的最大值、最小值、和取最大值时的相位，基于此便可以计算出当前天线单元对于和信号的相对幅度和相位，最后根据实际测得的各个信号的幅度和相位进行调整即完成了天线阵校准的过程。2001年，美国学者R.Sorace改进了旋转矢量法，使得只需要测量0、90、180、270四个相位即可以测出天线阵的相对幅相[16]。2008年，日本学者T.Takahashi对旋转矢量法进行了扩展，将单通道测量改成了多通道测量[17]。此后，也有众多学者对旋转矢量法进行改进，使得测量速度更快，精度更高。

除基于旋转矢量法的校准方法之外，其他的相控天线阵测量校准方法包括：配相解线性方程组法[18]、傅里叶变换法[19]，基于优化的方法[20]等等。配相解线性方程组法通过多次改变天线阵列的激励相位，得到多组测量数据，之后联立方程，求解初始实际激励信号。傅里叶变换法则是按照傅里叶变换的配相规则，得到多组测量数据，再对测量数据直接进行傅里叶变换即可得到初始激励信号。基于优化的方法根据激励偏差模型，建立优化模型，然后采集大量数据对激励误差进行估计。前述这些方法的目的都是为了测量出天线阵各个阵元的实际激励信号，然后基于给定的激励信号和实际激励信号的误差值，对给定的激励信号进行补偿校准，从而实现天线阵校准的功能。

数字域轨道角动量调制复用结合阵元独立激励的UCA是当前解决OAM调制和灵活复用的有效方法。然而独立的射频链路和天线单元存在相位偏移，导致各个天线单元的实际激励信号不再是等幅等相差的信号，破坏了OAM的波前完整性，影响通信性能。

当前已有的天线阵校准方法如上述介绍的旋转矢量法及其改进的一些方法、FFT变换法，基于优化的方法都存在一定的缺陷。基于旋转矢量法或FFT测量法的校准方法往往需要额外的校准点辅助完成各个天线单元的校准。基于优化的校准方法复杂度过高，不利于实际的硬件处理实现。因此，针对于UCA的特殊性，需要设计更简单高效的方法来对天线进行校准，恢复OAM的波前完整性，提高通信性能。

上述参考文献如下：

[1]L.Allen,et al.,“Orbital angular momentum of light and thetransformation of Laguerre-Gaussian laser modes,”Physical Review A,vol.45,no.11,pp.8185–8189,Jun.1992.

[2]S.Barnett and L.Allen,“Orbital angular momentum and nonparaxiallight beams,”Optics Communications,vol.110,no.5,pp.670-678,Sept.1994.

[3]Allen L,Beijersbergen M W,Spreeuw R J,et al.Orbital angularmomentum of light and transfor-mation of Laguerre Gaussian Laser modes[J].Physical Review A,1992,45(11):8185-8189.

[4]Guo,Chong,et al."An OAM Patch Antenna Design and Its Array forHigher Order OAM Mode Generation."IEEE Antennas and Wireless PropagationLetters(2019):1-1.

[5]H.Wu,Y.Yuan,Z.Zhang and J.Cang,"UCA-based orbital angular momentumradio beam generation and reception under different array configurations,"2014Sixth International Conference on Wireless Communications and SignalProcessing(WCSP),Hefei,2014,pp.1-6.

[6]Yuan,Yuqing,et al."Capacity analysis of UCA-based OAM multiplexingcommunication system."International Conference on Wireless Communications andSignal Processing IEEE,2015.

[7]Y.Yan et al.,"Experimental measurements of multipath-inducedintra-and inter-channel crosstalk effects in a millimeter-wave communicationslink using orbital-angular-momentum multiplexing,"2015IEEE InternationalConference on Communications(ICC),London,2015,pp.1370-1375.

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[9]B.Tang and K.Guo,"Diversity Based on the Vortex Wave in FadingChannels,"in IEEE Access,vol.6,pp.54542-54549,2018.

[10]W.Cheng,H.Jing,W.Zhang,Z.Li and H.Zhang,"Achieving Practical OAMBased Wireless Communications with Misaligned Transceiver,"ICC 2019-2019 IEEEInternational Conference on Communications(ICC),Shanghai,China,2019,pp.1-6.

[11]L.Liang,W.Cheng,W.Zhang and H.Zhang,"Orthogonal Frequency andMode Division Multiplexing for Wireless Communications,"2018 IEEE GlobalCommunications Conference(GLOBECOM),Abu Dhabi,United Arab Emirates,2018,pp.1-7.

[12]Y.Yan et al.,"OFDM over mm-Wave OAM Channels in a MultipathEnvironment with Intersymbol Interference,"2016 IEEE Global CommunicationsConference(GLOBECOM),Washington,DC,2016,pp.1-6.

[13]L.Liang,W.Cheng,W.Zhang and H.Zhang,"Joint OAM Multiplexing andOFDM in Sparse Multipath Environments,"in IEEE Transactions on VehicularTechnology,vol.69,no.4,pp.3864-3878,April 2020.

[14]T.Hu,Y.Wang,X.Liao,J.Zhang and Q.Song,"OFDM-OAM Modulation forFuture Wireless Communications,"in IEEE Access,vol.7,pp.59114-59125,2019.

[15]Seiji Mano,and Takashi Katagi,“A method for measuring amplitudeand phase of each radiating element of a phased array antenna”,Electronic andCommunication in Japan,vol.65-B,no.5,1982.

[16]L.Zhou,F.Yang,J.Ouyang,P.Yang and R.Long,"ADI Scheme of aNonstandard FDTD Method and Its Numerical Properties,"in IEEE Transactions onAntennas and Propagation,vol.64,no.10,pp.4365-4373,Oct.2016.

[17]B.Chen,J.Ouyang,G.Wu and R.Long,"A novel on-board and amplitude-only measurement method for phase array calibration,"2016 IEEE 5th Asia-Pacific Conference on Antennas and Propagation(APCAP).

[18]R.Long,J.Ouyang,F.Yang,W.Han and L.Zhou,"Multi-Element PhasedArray Calibration Method by Solving Linear Equations,"in IEEE Transactions onAntennas and Propagation,vol.65,no.6,pp.2931-2939,June 2017.

[19]G.A.Hampson and A.B.Smolders,"A fast and accurate scheme forcalibration of active phased-array antennas,"IEEE Antennas and PropagationSociety International Symposium.1999 Digest.Held in conjunction with:USNC/URSI National Radio Science Meeting(Cat.No.99CH37010),Orlando,FL,1999.

[20]Wei Xizixiang,Jiang Yi,Liu Qingwen,Wang Xin.Calibration of phaseshifter network for hybrid beamforming in mmWave massive MIMO systems[J].IEEETransactions on Signal Processing,2020,68(1):2302-2315.

发明内容

本发明旨在提供一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，以实现一种简单高效的方法来对天线进行校准，恢复OAM的波前完整性，提高通信性能。

本发明实施例1提供的一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，包括如下步骤：

S11，将UCA阵列的N个天线单元沿着圆环均匀放置；每个天线单元由独立的射频链路控制并且发射链路和接收链路独立开来；

S12，将每个天线单元连接到同一个集中式数据处理中心；

S13，将每个天线单元按顺序编号；

S14，使每个天线单元进行导频信息交互；

S15，在导频信息交互过程中计算发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i,j，该相位偏移θ_i,j包括发射天线单元i的发射链路相位偏移δ_i，接收天线单元j的接收链路相位偏移Δ_j，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij；

S16，选取一个天线单元的发射链路相位偏移为基准相位，计算所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值；

S17，根据计算出的收发链路偏移值对UCA阵列的每个天线单元进行相位补偿校准。

进一步的，步骤S14包括如下子步骤：

S141，假设天线单元编号为i(i＝0…N-1)，令i号天线单元发送导频信息，其他所有天线单元接收导频信息；

S142，对i从0到N-1重复执行步骤S141，完成所有天线单元的导频信息交互。

进一步的，通过步骤15得到的相位偏移θ_i,j以N*N-1个方程式的方程矩阵表示为：

其中，第i行代表i号天线单元发送，其余N-1个天线单元接收的情况。

进一步的，步骤S16包括如下子步骤：

S161，选取0号天线单元的发射链路相位偏移δ₀为基准相位，设δ₀＝0；

S162，将δ₀、θ_i,j、φ_i,j的值代入步骤S15得到的方程矩阵第0行的N-1个方程式中计算出其他N-1个天线单元的接收链路相位偏移Δ₁…Δ_N-1；

S163，将Δ₂、θ_1,2、φ_1,2代入步骤S15得到的方程矩阵第1行第2列的方程式计算出δ₁；

S164，将δ₁、θ_1,0、φ_1,0代入步骤S15得到的方程矩阵第1行第0列的方程式计算出Δ₀；

S165，将Δ₀、θ_i,j、φ_i,j结代入步骤S15得到的第0列的N-1个方程式中可直接计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ₁…δ_N-1，由此得到所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值。

进一步的，所述发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij的计算方法为：

(1)天线单元之间的间距d_i,j可以表示为：

其中，r表示圆环半径，

为发射天线单元i和接收天线单元j到圆心连线的夹角；

(2)发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij表示为：

其中，λ为载波波长。

本发明实施例2提供的一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，包括如下步骤：

S21，将UCA阵列的N个天线单元沿着圆环均匀放置；每个天线单元由独立的射频链路控制并且发射链路和接收链路独立开来；

S22，将每个天线单元分别连接到独立的分布式数据处理中心；

S23，将每个天线单元按顺序编号；

S24，使每个天线单元进行导频信息交互；

S25，在导频信息交互过程中计算发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i,j，该相位偏移θ_i,j包括发射天线单元i的发射链路相位偏移δ_i，接收天线单元j的接收链路相位偏移Δ_j，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij；

S26，选取一个天线单元的发射链路相位偏移为基准相位，并对每个分布式数据处理中心进行数据共享后，计算所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值；

S27，根据计算出的收发链路偏移值对UCA阵列的每个天线单元进行相位补偿校准。

进一步的，步骤S24包括如下子步骤：

S241，假设天线单元编号为i(i＝0…N-1)，令i号天线单元发送导频信息，其他所有天线单元接收导频信息；

S242，对i从0到N-1重复执行步骤S241，完成所有天线单元的导频信息交互。

进一步的，通过步骤25得到的相位偏移θ_i,j以N*N-1个方程式的方程矩阵表示为：

其中，第i行代表i号天线单元发送，其余N-1个天线单元接收的情况；第i号天线单元的分布式数据处理中心仅持有方程矩阵中第i列方程信息。

进一步的，步骤S26包括如下子步骤：

S260，选取0号天线单元的发射链路相位偏移δ₀为基准相位，设δ₀＝0；

S261，除0号天线单元以外，i号天线单元的分布式数据处理中心将δ₀、θ_0,i、φ_0,i代入步骤S25得到的方程矩阵中第0行第i列的方程式，计算出其他N-1个天线单元的接收链路相位偏移Δ₁…Δ_N-1(i＝1…N-1)；

S262，除0号天线单元以外，i号天线单元的分布式数据处理中心将Δ_i、θ_i,j、φ_i,j代入步骤S25得到的方程矩阵中第i列的N-1个方程式，计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ₁…δ_N-1(i＝1…N-1)；

S263，对每个分布式数据处理中心进行数据共享；

S264，1号天线单元给0号天线单元发送2号天线单元的发射链路相位偏移δ₂；

S265，0号天线单元接收解调出2号天线单元的发射链路相位偏移δ₂；

S266，0号天线单元的分布式数据处理中心将已知的δ₂、θ_2,0、φ_2,0代入步骤S25得到的方程矩阵中第2行第0列的方程式，计算出0号天线单元的接收链路相位偏移Δ₀；

S267，0号天线单元的分布式数据处理中心将已知的Δ₀、θ_i,0、φ_i,0代入步骤S24得到的方程矩阵中第0列第i行的方程式，计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ_i(i＝1…N-1)；

S268，0号天线单元的分布式数据处理中心将所有其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ_i(i＝1…N-1)封装成数据帧，广播给所有其他N-1个天线单元；

S269，其他N-1个天线单元中i号天线单元接收解调广播的数据帧，提取自身的发射链路相位偏移δ_i(i＝1…N-1)。

进一步的，所述发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_IJ的计算方法为：

(1)天线单元之间的间距d_i,j可以表示为：

其中，r表示圆环半径，

为发射天线单元i和接收天线单元j到圆心连线的夹角；

(2)发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij表示为：

其中，λ为载波波长。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

本发明提供两种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，针对实际需求可以选择集中式数据处理场景和分布式应用场景，根据相应的场景执行相应的校准方法即可完成对UCA阵列各个天线单元的收发链路相位偏移进行补偿校准，可显著提高OAM各个模态之间的正交性，解决因UCA中天线单元相位偏移引起OAM模态正交性恶化问题，能够极大提升OAM复用通信性能，并且计算简单，软硬件开销小。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为涡旋电磁波与轨道角动量复用原理示意图。

图2为均匀圆环阵示意图。

图3为NI USRP 2920射频链路结构图。

图4为本发明实施例1针对集中式数据处理场景的面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法的流程框图。

图5为本发明实施例的UCA阵列的N个天线单元沿着圆环均匀放置示意图。

图6为本发明实施例1针对集中式数据处理场景的结构示意图。

图7本发明实施例的UCA阵列的N个天线单元沿着圆环均匀放置平面示意图。

图8为为本发明实施例2针对分布式数据处理场景的面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法的流程框图。

图9为本发明实施例2针对分布式数据处理场景的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明设计思路说明：

根据文献[21](周斌，俞凯，卜智勇，一种涡旋电磁波产生装置及方法，2016.6.30，中国，201610505796.5)与文献[22](周斌，俞凯，卜智勇，一种多模态轨道角动量复用通信系统及方法，2016.6.30，中国，201610504946.0)，微波频段上涡旋电磁波(即：射频涡旋)的多模态复用通信，可以通过数字域上的信号处理与收发两端的圆环阵列天线加以实现。该方法克服了当前OAM通信严重依赖“专用硬件”(如：多模集成天线、准光学器件)的缺陷，使一系列OAM技术难题可以通过数字信号处理与矩阵分析的方式加以解决，即将成为微波频段OAM通信的主流方案。

本发明所涉及的天线单元相位偏移主要由射频链路引起，当前主流的通信系统中，射频收发机一般有多个射频链路，射频链路之间彼此独立，不共享本振信号，以图3所示的NIUSRP 2920射频链路结构为例，可以看出收发射频链路完全独立，有两路独立的本振信号进行变频操作。射频链路的相位偏移由多种因素导致。当多个射频链路不共本振时，射频信号的相位是随机的，需要分别进行校准才能使多个射频链路天线端口处的信号满足特定的相位关系。当多个射频链路共本振时，射频链路连接线的长短误差也会影响射频信号的相位。移相器作为当前无线通信系统中常用的相位控制射频器件，它的相位也有诸多不确定性，往往随机分布，且随着时间和环境温度的变化而不断变化，因此也需要对其进行周期性地校准。

综上所述，无论是独立还是共本振的射频链路，亦或是移相器等相位控制器件，它们都存在相位不确定性，导致天线端口处的实际激励信号相位存在偏移。因此，需要对每个天线单元的发射链路和接收链路相位偏移分别进行校准。对此，本发明提供了两种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，分别针对集中式数据处理场景和分布式数据处理场景。

实施例1

针对集中式数据处理场景，本实施例提出的一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，如图4所示，包括如下步骤：

S11，将UCA阵列的N个天线单元沿着圆环均匀放置；每个天线单元由独立的射频链路控制并且发射链路和接收链路独立开来；

即为了突出表现出天线单元独立的射频链路结构，将UCA阵列重画为如图5所示的结构，其中，每个天线单元由独立的射频链路控制并且发射链路和接收链路独立开来，由此每根天线单元都有独立的发射链路相位偏移和接收链路相位偏移。

S12，将每个天线单元连接到同一个集中式数据处理中心；

如图6所示，在集中式数据处理场景下，所有天线单元连接到同一个集中式数据处理中心(CDPC)，由集中式数据处理中心直接控制UCA阵列上的每一个天线单元完成天线阵波束赋形的功能。这种集中式数据处理场景一般是小型的无线数据收发站，使用的UCA阵列半径小。

S13，将每个天线单元按顺序编号；

由于后续补偿校准的步骤中需要用到各个天线单元的序号，为了便于分析，将N个天线单元的UCA阵列画成如图7所示的平面示意图，N个天线单元沿着圆环均匀放置，编号沿逆时针或顺时针从0到N-1。

S14，使每个天线单元进行导频信息交互；

为了能够收集到所有天线单元的发射链路相位偏移和接收链路相位偏移，且简化数据交互的过程，步骤S14包括如下子步骤：

S141，假设天线单元编号为i(i＝0…N-1)，令i号天线单元发送导频信息，其他所有天线单元接收导频信息；

S142，对i从0到N-1重复执行步骤S141，完成所有天线单元的导频信息交互。

S15，在导频信息交互过程中计算发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i,j，该相位偏移θ_i,j包括发射天线单元i的发射链路相位偏移δ_i，接收天线单元j的接收链路相位偏移Δ_j，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij；

本实施例假设每个天线单元的收发链路仅有相位偏移，没有幅度偏移。则集中式数据处理中心(CDPC)可以利用传统的基于导频的信道估计方法来计算发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i,j，表示为：

δ_i+Δ_j+φ_i,j＝θ_i,j

一般情况下，对于确定的通信场景，天线单元个数和UCA阵列的半径是固定的，因此发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij可通过下述方法预先计算得到：

由于是均匀圆环阵，天线单元在圆环上等距摆放，天线之间的间距d_i,j可以表示为：

其中，r表示圆环半径，

为发射天线单元i和接收天线单元j到圆心连线的夹角，如图7所示。由此，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij表示为：

其中，λ为载波波长。通过该计算，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij可以看成是已知的先验信息，只有每个天线单元的收发链路相位偏移δ_i和Δ_i是需要计算的量。

由于天线单元无法自发自收，因此步骤14中每个天线单元的发送过程只能得到N-1个方程，执行完步骤14和步骤15后可得到N*N-1个方程。为了方便格式化地表述，将N*N-1个方程表达为方程矩阵的形式，在方程矩阵中没有方程的位置用0占位，即对角线上的元素都为0。由此通过步骤15得到的相位偏移θ_i,j以N*N-1个方程式的方程矩阵表示为：

其中，第i行代表i号天线单元发送，其余N-1个天线单元接收的情况。

S16，选取一个天线单元的发射链路相位偏移或接收链路相位偏移为基准相位，计算所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值；

在上述方程矩阵中，发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i,j是采用导频估计出来的已知量，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij也可以通过上述计算方法计算得到，只有每个天线单元的发射偏移δ_i和接收偏移Δ_i是需要求解的量。由于使用UCA阵列生成OAM信号的关键在于各个天线单元的激励信号的相位需要满足等相位差即可，与具体的相位值无关。因此只需选取一个基准相位，计算出所有其他天线单元相对于此基准相位的偏移值即可。由此该步骤S16包括如下子步骤：

S161，不失一般性，选取0号天线单元的发射链路相位偏移δ₀为基准相位，为了便于计算此处设δ₀＝0；

S162，将δ₀、θ_i,j、φ_i,j的值代入步骤S15得到的方程矩阵第0行的N-1个方程式中计算出其他N-1个天线单元的接收链路相位偏移Δ₁…Δ_N-1；

S163，将Δ₂、θ_1,2、φ_1,2代入步骤S15得到的方程矩阵第1行第2列的方程式计算出δ₁；

S164，将δ₁、θ_1,0、φ_1,0代入步骤S15得到的方程矩阵第1行第0列的方程式计算出Δ₀；

S165，将Δ₀、θ_i,j、φ_i,j结代入步骤S15得到的第0列的N-1个方程式中可直接计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ₁…δ_N-1；

由此得到所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值；

S17，根据计算出的收发链路偏移值对UCA阵列的每个天线单元进行相位补偿校准。

实施例2

针对分布式数据处理场景，本实施例提出的一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，如图8所示，包括如下步骤：

S21，将UCA阵列的N个天线单元沿着圆环均匀放置；每个天线单元由独立的射频链路控制并且发射链路和接收链路独立开来；

与集中式数据处理场景一样，即为了突出表现出天线单元独立的射频链路结构，将UCA阵列重画为如图4所示的结构，其中，每个天线单元由独立的射频链路控制并且发射链路和接收链路独立开来，由此每根天线单元都有独立的发射链路相位偏移和接收链路相位偏移。

S22，将每个天线单元分别连接到独立的分布式数据处理中心；

如图9所示，在分布式数据处理场景下，所有天线单元分别连接到独立的分布式数据处理中心(CDPC)，各个分布式数据处理中心需要进行数据共享才能够知道其他天线单元的信息。这种分布式数据处理场景一般是多个无线数据收发站分布于一个大半径的圆环上，多个数据收发站彼此协同工作，共同完成数据传输的任务。

S23，将每个天线单元按顺序编号；

与集中式数据处理场景一样，由于后续补偿校准的步骤中需要用到各个天线单元的序号，为了便于分析，将N个天线单元的UCA阵列画成如图6所示的平面示意图，N个天线单元沿着圆环均匀放置，编号沿逆时针或顺时针从0到N-1。

S24，使每个天线单元进行导频信息交互；

与集中式数据处理场景一样，为了能够收集到所有天线单元的发射链路相位偏移和接收链路相位偏移，且简化数据交互的过程，步骤S14包括如下子步骤：

S241，假设天线单元编号为i(i＝0…N-1)，令i号天线单元发送导频信息，其他所有天线单元接收导频信息；

S242，对i从0到N-1重复执行步骤S241，完成所有天线单元的导频信息交互。

S25，在导频信息交互过程中计算发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i,j，该相位偏移θ_i,j包括发射天线单元i的发射链路相位偏移δ_i，接收天线单元j的接收链路相位偏移Δ_j，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij；

与集中式数据处理场景一样，本实施例假设每个天线单元的收发链路仅有相位偏移，没有幅度偏移。则集中式数据处理中心(CDPC)可以利用传统的基于导频的信道估计方法来计算发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i,j，表示为：

δ_i+Δ_j+φ_i,j＝θ_i,j

一般情况下，对于确定的通信场景，天线单元个数和UCA阵列的半径是固定的，因此发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij可通过下述方法预先计算得到：

由于是均匀圆环阵，天线单元在圆环上等距摆放，天线单元之间的间距d_i,j可以表示为：

其中，r表示圆环半径，

为发射天线单元i和接收天线单元j到圆心连线的夹角，如图7所示。由此，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij表示为：

其中，λ为载波波长。通过该计算，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij可以看成是已知的先验信息，只有每个天线单元的收发链路相位偏移δ_i和Δ_i是需要计算的量。

由于天线单元无法自发自收，因此步骤24中每个天线单元的发送过程只能得到N-1个方程，执行完步骤24和步骤25后可得到N*N-1个方程。为了方便格式化地表述，将N*N-1个方程表达为方程矩阵的形式，在方程矩阵中没有方程的位置用0占位，即对角线上的元素都为0。由此通过步骤15得到的相位偏移θ_i,j以N*N-1个方程式的方程矩阵表示为：

其中，第i行代表i号天线单元发送，其余N-1个天线单元接收的情况；第i号天线单元的分布式数据处理中心仅持有方程矩阵中第i列方程信息。

S26，选取一个天线单元的发射链路相位偏移或接收链路相位偏移为基准相位，计算所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值；

在上述方程矩阵中，发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i,j是采用导频估计出来的已知量，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij也可以通过上述计算方法计算得到，只有每个天线单元的发射偏移δ_i和接收偏移Δ_i是需要求解的量。由于使用UCA阵列生成OAM信号的关键在于各个天线单元的激励信号的相位需要满足等相位差即可，与具体的相位值无关。因此只需选取一个基准相位，计算出所有其他天线单元相对于此基准相位的偏移值即可。由此该步骤S26包括如下子步骤：

S260，不失一般性，选取0号天线单元的发射链路相位偏移δ₀为基准相位，为了便于计算此处设δ₀＝0；

S261，除0号天线单元以外，i号天线单元的分布式数据处理中心将δ₀、θ_0,i、φ_0,i代入步骤S25得到的方程矩阵中第0行第i列的方程式，计算出其他N-1个天线单元的接收链路相位偏移Δ₁…Δ_N-1(i＝1…N-1)；

S262，除0号天线单元以外，i号天线单元的分布式数据处理中心将Δ_i、θ_i,j、φ_i,j代入步骤S25得到的方程矩阵中第i列的N-1个方程式，计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ₁…δ_N-1(i＝1…N-1)；

S263，对每个分布式数据处理中心进行数据共享；

经过步骤S260～步骤S262得到的相位偏移的计算结果和分布情况如下为：

(1)0号天线单元的发射链路相位偏移δ₀＝0是基准相位，为所有天线单元的分布式数据处理中心DDPC所公知；

(2)0号天线单元的分布式数据处理中心DDPC未知自身接收链路相位偏移Δ₀的值，但持有方程矩阵中第0列的N-1个方程信息；

(3)i号天线单元(i＝1…N-1)的分布式数据处理中心DDPC已知自身的接收链路相位偏移Δ_i的值，以及所有其他天线单元的发射链路相位偏移δ_j的值(j＝1…N-1,j≠i)，但是未知自身的发射链路相位偏移δ_i的值；

因此需要对每个分布式数据处理中心进行数据共享，才能通过步骤S264～步骤S269让每个天线单元的分布式数据处理中心DDPC知道自身发射链路相位偏移和接收链路相位偏移；

S264，1号天线单元给0号天线单元发送2号天线单元的发射链路相位偏移δ₂；

S265，0号天线单元接收解调出2号天线单元的发射链路相位偏移δ₂；

S266，0号天线单元的分布式数据处理中心将已知的δ₂、θ_2,0、φ_2,0代入步骤S25得到的方程矩阵中第2行第0列的方程式，计算出0号天线单元的接收链路相位偏移Δ₀；

S267，0号天线单元的分布式数据处理中心将已知的Δ₀、θ_i,0、φ_i,0代入步骤S24得到的方程矩阵中第0列第i行的方程式，计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ_i(i＝1…N-1)；

S268，0号天线单元的分布式数据处理中心将所有其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ_i(i＝1…N-1)封装成数据帧，广播给所有其他N-1个天线单元；

S269，其他N-1个天线单元中i号天线单元接收解调广播的数据帧，提取自身的发射链路相位偏移δ_i(i＝1…N-1)；

由此得到所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值。

S27，根据计算出的收发链路偏移值对UCA阵列的每个天线单元进行相位补偿校准。

通过上述内容可知，本发明提供两种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，针对实际需求可以选择集中式数据处理场景和分布式应用场景，根据相应的场景执行相应的校准方法即可完成对UCA阵列各个天线单元的收发链路相位偏移进行补偿校准，可显著提高OAM各个模态之间的正交性，解决因UCA中天线单元相位偏移引起OAM模态正交性恶化问题，能够极大提升OAM复用通信性能，并且计算简单，软硬件开销小。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，其特征在于，包括如下步骤：

S11，将UCA阵列的N个天线单元沿着圆环均匀放置；每个天线单元由独立的射频链路控制并且发射链路和接收链路独立开来；

S12，将每个天线单元连接到同一个集中式数据处理中心；

S13，将每个天线单元按顺序编号；

S14，使每个天线单元进行导频信息交互；

S15，在导频信息交互过程中计算发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i，j，该相位偏移θ_i，j包括发射天线单元i的发射链路相位偏移δ_i，接收天线单元j的接收链路相位偏移Δ_j，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij；

S16，选取一个天线单元的发射链路相位偏移为基准相位，计算所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值；

S17，根据计算出的收发链路偏移值对UCA阵列的每个天线单元进行相位补偿校准；

步骤S14包括如下子步骤：

S141，假设天线单元编号为i(i＝0...N-1)，令i号天线单元发送导频信息，其他所有天线单元接收导频信息；

S142，对i从0到N-1重复执行步骤S141，完成所有天线单元的导频信息交互；

通过步骤15得到的相位偏移θ_i，j以N*N-1个方程式的方程矩阵表示为：

其中，第i行代表i号天线单元发送，其余N-1个天线单元接收的情况；

步骤S16包括如下子步骤：

S161，选取0号天线单元的发射链路相位偏移δ₀为基准相位，设δ₀＝0；

S162，将δ₀、θ_i，j、φ_i，j的值代入步骤S15得到的方程矩阵第0行的N-1个方程式中计算出其他N-1个天线单元的接收链路相位偏移Δ₁...Δ_N-1；

S163，将Δ₂、θ_1，2、φ_1，2代入步骤S15得到的方程矩阵第1行第2列的方程式计算出δ₁；

S164，将δ₁、θ_1，0、φ_1，0代入步骤S15得到的方程矩阵第1行第0列的方程式计算出Δ₀；

S165，将Δ₀、θ_i，j、φ_i，j结代入步骤S15得到的第0列的N-1个方程式中可直接计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ₁...δ_N-1，由此得到所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值。

2.根据权利要求1所述的面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，其特征在于，所述发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij的计算方法为：

(1)天线单元之间的间距d_i，j可以表示为：

其中，r表示圆环半径，

为发射天线单元i和接收天线单元j到圆心连线的夹角；

(2)发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij表示为：

其中，λ为载波波长。

3.一种面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，其特征在于，包括如下步骤：

S21，将UCA阵列的N个天线单元沿着圆环均匀放置；每个天线单元由独立的射频链路控制并且发射链路和接收链路独立开来；

S22，将每个天线单元分别连接到独立的分布式数据处理中心；

S23，将每个天线单元按顺序编号；

S24，使每个天线单元进行导频信息交互；

S25，在导频信息交互过程中计算发射天线单元i和接收天线单元j之间整体的相位偏移θ_i，j，该相位偏移θ_i，j包括发射天线单元i的发射链路相位偏移δ_i，接收天线单元j的接收链路相位偏移Δ_j，发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij；

S26，选取一个天线单元的发射链路相位偏移为基准相位，并对每个分布式数据处理中心进行数据共享后，计算所有天线单元相对于该基准相位的收发链路偏移值；

S27，根据计算出的收发链路偏移值对UCA阵列的每个天线单元进行相位补偿校准；

步骤S24包括如下子步骤：

S241，假设天线单元编号为i(i＝0...N-1)，令i号天线单元发送导频信息，其他所有天线单元接收导频信息；

S242，对i从0到N-1重复执行步骤S241，完成所有天线单元的导频信息交互；

通过步骤25得到的相位偏移θ_i，j以N*N-1个方程式的方程矩阵表示为：

其中，第i行代表i号天线单元发送，其余N-1个天线单元接收的情况；第i号天线单元的分布式数据处理中心仅持有方程矩阵中第i列方程信息；

步骤S26包括如下子步骤：

S260，选取0号天线单元的发射链路相位偏移δ₀为基准相位，设δ₀＝0；

S261，除0号天线单元以外，i号天线单元的分布式数据处理中心将δ₀、θ_0，i、φ_0，i代入步骤S25得到的方程矩阵中第0行第i列的方程式，计算出其他N-1个天线单元的接收链路相位偏移Δ₁...Δ_N-1(i＝1...N-1)；

S262，除0号天线单元以外，i号天线单元的分布式数据处理中心将Δ_i、θ_i，j、φ_i，j代入步骤S25得到的方程矩阵中第i列的N-1个方程式，计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ₁...δ_N-1(i＝1...N-1)；

S263，对每个分布式数据处理中心进行数据共享；

S264，1号天线单元给0号天线单元发送2号天线单元的发射链路相位偏移δ₂；

S265，0号天线单元接收解调出2号天线单元的发射链路相位偏移δ₂；

S266，0号天线单元的分布式数据处理中心将已知的δ₂、θ_2，0、φ_2，0代入步骤S25得到的方程矩阵中第2行第0列的方程式，计算出0号天线单元的接收链路相位偏移Δ₀；

S267，0号天线单元的分布式数据处理中心将已知的Δ₀、θ_i，0、φ_i，0代入步骤S24得到的方程矩阵中第0列第i行的方程式，计算出其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ_i(i＝1...N-1)；

S268，0号天线单元的分布式数据处理中心将所有其他N-1个天线单元的发射链路相位偏移δ_i(i＝1...N-1)封装成数据帧，广播给所有其他N-1个天线单元；

S269，其他N-1个天线单元中i号天线单元接收解调广播的数据帧，提取自身的发射链路相位偏移δ_i(i＝1...N-1)。

4.根据权利要求3所述的面向涡旋电磁波的均匀圆环天线阵校准方法，其特征在于，所述发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij的计算方法为：

(1)天线单元之间的间距d_i，j可以表示为：

其中，r表示圆环半径，

为发射天线单元i和接收天线单元j到圆心连线的夹角；

(2)发射天线单元i和接收天线单元j之间路径差引起的相位偏移φ_ij表示为：

其中，λ为载波波长。

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