CN112713391B - 基于d-crlh馈电网络的高阶双频双圆极化介质谐振天线 - Google Patents

基于d-crlh馈电网络的高阶双频双圆极化介质谐振天线 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种基于D‑CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，包括整体介质基板、金属反射地板以及馈电网络，金属反射地板上开设有一对弯折馈电槽，其中，金属反射地板和馈电网络分别设置在介质基板的上表面和下表面，金属反射地板的正上方从下往上依次设置第一介质谐振器辐射单元、第二介质谐振器辐射单元和第三介质谐振器辐射单元；第一介质谐振器辐射单元为长方台切除两个对角形成的实体，弯折馈电槽整体相互垂直布置；上中下三个介质谐振器辐射单元，上方介质调整高频部分，下方介质改善天线方向图与轴比，最上面部分的DR结构改善了辐射方向图，上中下三者结合，激励起低次模与高次模，TE111、TE113，实现双频带双圆极化向外辐射。

Description

基于D-CRLH馈电网络的高阶双频双圆极化介质谐振天线
技术领域
本发明属于通信技术领域，具体涉及一种基于D-CRLH馈电网络的高阶双频双圆极化介质谐振天线。
背景技术
北斗卫星导航系统(CNSS)作为我国自主研发的区域性卫星导航系统，已经广泛地应用到军事和民用领域，现如今已经为全球用户提供全天候、全天时、高精度的定位、导航及授时服务。对于北斗一代导航系统来说，要求系统的终端天线工作在上行链路L波段(1.616GHz)和下行链路S波段(2.492GHz)，其中L波段辐射左旋圆极化波，S波段辐射右旋圆极化波。北斗系统这种双频、双圆极化的应用需求对于天线的设计来说，具有较大挑战。
为了实现这种双频、双圆极化的应用需求，传统的解决方式是采用两副不同的天线，使其分别工作在上行及下行链路。这种方法存在两个问题。首先是两个天线之间会存在一定的耦合，使天线的性能下降，若要去耦，则需要额外设计去耦网络，增加了成本以及设计复杂度。其次就是两副天线的设计本身就存在体积大、成本高的劣势，很难实现系统高集成度、小型化、低成本的发展趋势。
现有的微带天线和偶极子天线在性能上能满足CNSS标准的要求。然而，两副天线分别工作于上行及下行链路的设计思路难以实现系统高集成度、低成本、尺寸小、重量轻的发展趋势。基于此，需要一款可以实现双频工作，且不同频段具有不同的极化方式的天线，来满足北斗一代系统的应用需求。
发明内容
为了解决现有技术中存在的问题，本发明提供基于D-CRLH馈电网络的高阶双频双圆极化介质谐振天线，解决单一天线单元实现双频、双圆极化的应用，同时满足北斗导航系统的通信需求。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，包括整体介质基板、金属反射地板、馈电网络、第一介质谐振器辐射单元、第二介质谐振器辐射单元、第三介质谐振器辐射单元，金属反射地板上开设有一对弯折馈电槽，其中，金属反射地板设置在介质基板的上表面，馈电网络设置在介质基板的下表面，第一介质谐振器辐射单元、第二介质谐振器辐射单元和第三介质谐振器辐射单元从下往上依次设置于金属反射地板的正上方；第一介质谐振器辐射单元为长方台切除两个对角形成的实体，第二介质谐振器辐射单元和第三介质谐振器辐射单元均为长方体；弯折馈电槽整体相互垂直布置。
弯折馈电槽的长度ls为32mm，宽度ws为2.6mm，弯折馈电槽均包括中间段和两端弯折段，中间段与两端弯折段连接，两端弯折段与中间段的角度为钝角，两个弯折馈电槽的中间段相互垂直。
弯折馈电槽偏离第一介质谐振器辐射单元中心。
第二介质谐振器辐射单元的投影面积大于第一介质谐振器辐射单元和第三介质谐振器辐射单元的投影面积，所述投影面是向金属反射地板投影。
介质基板采用的材料型号为Rogers RT/duroid 5880，介电常数2.2，损耗角正切为0.0009。
第一介质谐振器辐射单元、第二介质谐振器辐射单元和第三介质谐振器辐射单元采用的材料为氧化铝陶瓷材料，介电常数9.8，损耗角正切为0.0006。
馈电网络包括一个一分二Wilkinson功分器、一个移相器以及一对阻抗变换器，单端口微带线连接两个第一D-CRLH单元结构后分为两路，一路依次连接一段第一微带线、一个第二D-CRLH单元结构、一段第一微带线以及一段第二微带线，第二微带线的宽度小于第一微带线宽度；另一路依次连接一段第一微带线一段第二微带线；所述Wilkinson功分器通过两个对偶复合的第一D-CRLH单元结构实现；所述移相器包括一个第二D-CRLH单元结构及第一微带线，实现两路信号在L波段和S波段分别实现-90°和﹢90°的相位差；一对阻抗变换器，即第二微带线实现馈电网络与辐射单元之间的阻抗匹配。
第二微带线上方为弯折馈电槽，第二微带线末端与其上方的弯折馈电槽垂直。
D-CRLH单元结构等效电路为二端口网络，由第一路馈电，左手电容CL与寄生电感LP首先串联，再与右手电感LR并联；中间的馈电部分等效为左手电感LL与右手电容CR串联，再并联两个电容CP作为寄生模块，第二路馈电部分为交指结构，由左手电容CL与寄生电感LP首先串联，再与右手电感LR并联构成，三者串联结构形成D-CRLH的等效电路。
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：介质谐振器天线通过堆叠切角介质谐振器天线、第一矩形介质谐振器天线和第二矩形介质谐振器天线，上方介质调整高频部分，下方介质改善天线方向图与轴比，最上面部分的DR结构改善了辐射方向图，上中下三者结合，激励起低次模与高次模，TE111、TE113，实现双频带双圆极化向外辐射；一是可以独立控制介质谐振器内部的两个谐振模式，使天线工作在所需要的工作频段；二是改善了天线在S波段的右旋圆极化方向图，提高了天线的增益；三是降低了天线在L波段的圆极化轴比，从而提升了天线的发射效率；
蚀刻一对馈电槽的金属反射地板一是起到镜像作用，使天线的辐射方向为上半空间，二是通过弯折的馈电槽，将馈电网络所传输的能量，耦合到介质谐振器当中，以实现天线对于电磁波信号的辐射和接收；
馈电与DR的耦合是通过地面弯折的槽线形成的磁耦合，地面槽线呈90°放置，为了激励起简并模以形成圆极化；每个槽线进行弯折处理，为了阻抗匹配，偏移几何中心，调整激励模式与频率，实现了双频带圆极化的激励。
进一步的，馈线与天线的结合方式，将馈电网络能量通过槽线耦合，实现整体设计的小型化。
进一步的，馈电网络利用复合左右手传输线，单端口馈电移相器在低频处产生-90°的相位差，在高频处产生90°相位差，实现双频、等幅功率分频。
附图说明
图1a为本发明所述天线的三维分解图。
图1b是本发明所述天线部分5棱台结构的俯视图。
图2为本发明所述馈电网络俯视图。
图3为本发明所述蚀刻一对弯折馈电槽的金属反射地板的俯视图。
图4为本发明所述D-CRLH单元结构图。
图5为本发明所述D-CRLH单元结构等效电路图。
图6为本发明所述70.7Ω阻抗D-CRLH单元仿真图。
图7为本发明所述50Ω阻抗D-CRLH单元仿真图
图8a为本发明所述天线辐射单元中设计的演进过程第一步示意图。
图8b为本发明所述天线辐射单元中设计的演进过程第二步示意图。
图8c为本发明所述天线辐射单元中设计的演进过程第三步示意图。
图8d为本发明所述天线辐射单元中设计的演进过程第四步示意图。
图9为本发明所述天线的回波损耗仿真图。
图10为本发明所述天线的增益及轴比仿真图。
图11为本发明所述天线L波段的仿真方向图。
图12为本发明所述天线S波段的仿真方向图。
附图中，1-馈电网络，2-介质基板，3-金属反射地板，4-弯折馈电槽，5-第一介质谐振器辐射单元，6-第二介质谐振器辐射单元，7-第三介质谐振器辐射单元，8-第一阻抗线，9-交指电容，10-第二阻抗线，11-方形贴片，12-阻抗变换器，13-第一D-CRLH单元结构，14-第二D-CRLH单元结构。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中附图，对本发明进行详细阐述。
如图1a、图1b图2和图3所示，本发明实施例提供的一种用于北斗导航系统的双频双圆极化介质谐振器天线的结构示意图，包括自下而上的馈电网络1、介质基板2、蚀刻一对弯折馈电槽4的金属反射地板3、第一介质谐振器辐射单元5、第二介质谐振器辐射单元6、第三介质谐振器辐射单元7；其中，金属反射地板3设置在介质基板2的上表面，馈电网络1设置在介质基板2的下表面，第一介质谐振器辐射单元5、第二介质谐振器辐射单元6和第三介质谐振器辐射单元7从下往上依次设置于金属反射地板3正中心的正上方，通过玻璃胶进行粘合相连，具体物理参数如下表一所示：
表一：介质谐振器天线各部分结构具体尺寸
参数 a<sub>1</sub> b<sub>1</sub> d<sub>1</sub> a<sub>2</sub> b<sub>2</sub> d<sub>2</sub> a<sub>3</sub> b<sub>3</sub>
值(mm) 20 20 15.5 42.4 42.4 21.5 25 25
参数 d<sub>3</sub> a<sub>c</sub> b<sub>c</sub> l<sub>fe</sub> w<sub>fe</sub> w<sub>f</sub> l<sub>s</sub> w<sub>s</sub>
值(mm) 10 17.4 17.4 77.6 2 4.6 32 2.6
馈电网络1将电磁波通过弯折馈电槽4将电磁波耦合至第一介质谐振器辐射单元5、第二介质谐振器辐射单元6和第三介质谐振器辐射单元7；第一介质谐振器辐射单元5、第二介质谐振器辐射单元6和第三介质谐振器辐射单元7共同组成天线的辐射器，所述辐射器被弯折馈电槽4激励起两对简并模TE111模、TE113模，实现L波段和S波段的双频工作；采用第一介质谐振器辐射单元5、第二介质谐振器辐射单元6、第三介质谐振器辐射单元7，有三个目的：一是可以独立控制介质谐振器内部的两个谐振模式，使天线工作在所需要的工作频段；二是改善了天线在S波段的右旋圆极化方向图，提高了天线的增益；三是降低了天线在L波段的圆极化轴比，从而提升了天线的发射效率。
弯折馈电槽4整体沿着相互垂直的角度布置，其中弯折馈电槽4的弯折角α为钝角，弯折馈电槽4的长度ls为32，宽度ws为2.6，弯折馈电槽4均包括中间段和两端弯折段，中间段与两端弯折段连接，两端弯折段与中间段的角度为钝角，两个弯折馈电槽4的中间段相互垂直。
介质基板2的介电常数和损耗角正切分别为2.2和0.0009，介质基板2的厚度为1.575mm；第一介质谐振器辐射单元5、第二介质谐振器辐射单元6和第三介质谐振器辐射单元7采用介电常数9.8的氧化铝陶瓷材料，损耗角正切为0.0006。
如图3所示，弯折馈电槽4整体沿着相互垂直的角度布置，其中弯折馈电槽4的弯折角α为钝角，弯折馈电槽4的长度ls为32，宽度ws为2.6。
具体地，为了实现天线在两个工作频段的圆极化特性，在两个频段的x方向和y方向分别激励起介质谐振器的两个简并模式，且它们之间的相位差为90°。因此，将一路输入的电磁波信号一分为二、等幅地馈送至天线的辐射单元，且这两路信号的位置分别位于x方向和y方向，由于北斗系统对于L波段和S波段要求分别为左旋圆极化和右旋圆极化，馈电网络的两路输出信号还需要在低频和高频分别具有-90°和﹢90°的相位差。
采用基于D-CRLH单元结构的Wilkinson功分移相器来满足天线对于馈电网络的要求：D-CRLH单元具有低频右手、高频左手的特性，可以实现双频工作。图4和图5分别为D-CRLH单元结构的物理实现版图及其等效电路。其中图4所示的第一阻抗线8等效为图5中的右手电感LR，图4所示的交指电容9等效为图5中的左手电容CL，交指电容9存在的寄生效应等效为寄生电感LP，图4所示的第二阻抗线10被等效为图5中的左手电感LL，图4所示的方形贴片11等效为图5中的右手电容CR，图4所示第二阻抗线10与方形贴片11产生的寄生效应被等效为电容CP。
具体的微带线电路模型如下：单端口微带线馈电，分别经过两个D-CRLH单元结构实现功率分配。上路连接一段50欧姆微带线，再次经过一个D-CRLH单元结构，实现相位差；之后连接一段50欧姆微带线，再次连接一段宽度较窄的微带线，实现阻抗变换器的作用。下路连接一段50欧姆微带线，再次连接一段宽度较窄的微带线，实现阻抗变换器的作用。
具体的D-CRLH单元结构等效模型建立如下：等效电路为二端口网络，由左路(第一路)馈电，左手电容CL与寄生电感LP首先串联，然后与右手电感LR并联，这样就得到了交指结构的等效电路；中间的馈电部分等效为左手电感LL与右手电容CR串联，再并联两个电容CP作为寄生模块，右路(第二路)馈电部分也是交指结构，同样由左手电容CL与寄生电感LP首先串联，然后与右手电感LR并联构成，这样三者的串联结构就构成了D-CRLH的等效电路。
单端口微带线连接两个第一D-CRLH单元结构13后分为两路，一路依次连接一段第一微带线、一个第二D-CRLH单元结构14、一段第一微带线以及一段第二微带线，第二微带线的宽度小于第一微带线宽度；通过D-CRLH单元结构实现相位差，通过宽度小于50欧姆微带线的微带线实现阻抗变换器的作用。另一路依次连接一段第一微带线一段第二微带线，实现阻抗变换器的作用。单端口微带线为50欧姆，第一微带线为50欧姆，第二微带线的宽度小于第一微带线宽度。
具体的D-CRLH单元结构等效模型建立如下：等效电路为二端口网络，由左路馈电，左手电容CL与寄生电感LP首先串联，然后与右手电感LR并联，这样就得到了交指结构的等效电路；中间的馈电部分等效为左手电感LL与右手电容CR串联，再并联两个电容CP作为寄生模块，右路馈电部分也是交指结构，同样由左手电容CL与寄生电感LP首先串联，然后与右手电感LR并联构成，这样三者的串联结构就构成了D-CRLH的等效电路。
通过计算出图5中等效电路的各个电容电感的参数，再将其转化为物理实现的图4。由于天线的馈电网络要同时实现信号的两路等幅分配及相位差的特性，因此，需要分别设计Wilkinson功分器和移相器中的D-CRLH单元结构，两个D-CRLH单元结构的特性阻抗分别为70.7Ω和50Ω。馈电网络1包括一个一分二Wilkinson功分器、一个移相器以及一对阻抗变换器12，所述Wilkinson功分器由两个对偶复合第一D-CRLH单元结构13实现，用于将两个频段的输入信号等幅同相的输出为两路信号；所述移相器包括第二D-CRLH单元结构14及第一微带线，用于实现两路信号在L波段和S波段分别实现-90°和﹢90°的相位差；一对阻抗变换器12用于实现馈电网络与辐射单元之间的阻抗匹配，从而使天线在两个工作频段内拥有较好的回波损耗特性。
图6和图7分别为所述两个D-CRLH单元结构的传输系数、反射系数以及相位差的仿真结果。所述天线的工作频段为1.616GHz、2.492GHz，图6表明对于阻抗为70.7Ω的D-CRLH单元结构13，在L波段的S11和S21分别为-16.3dB、-0.14dB，相位为-96°；S波段的S11和S21分别为-29.6dB、-0.2dB，相位为89.3°。图7表明对于阻抗为50Ω的第二D-CRLH单元结构14，在L波段的S11和S21分别为-15.7dB、-0.17dB，相位为-91°；S波段的S11和S21分别为-21.2dB、-0.26dB，相位为88°。通过图6和图7可以看出，两个D-CRLH单元的传输特性及相位特性满足对于所述馈电网络的需求。两中D-CRLH单元结构的具体物理参数，如下表二、表三所示：
表二：Wilkinson功分器中70.7Ω阻抗的第一D-CRLH单元结构13具体尺寸
参数 W<sub>1</sub> W<sub>2</sub> W<sub>3</sub> W<sub>4</sub> W<sub>g</sub> W<sub>s</sub>
值(mm) 0.1 0.13 0.1 0.1 0.2 3.32
参数 L<sub>1</sub> L<sub>2</sub> L<sub>3</sub> g g<sub>e</sub> N<sub>P</sub>
值(mm) 5.3 0.35 13.3 0.1 0.1 10
表三：移相器中50Ω阻抗的第二D-CRLH单元结构14具体尺寸
参数 W<sub>1</sub> W<sub>2</sub> W<sub>3</sub> W<sub>4</sub> W<sub>g</sub> W<sub>s</sub>
值(mm) 0.1 0.1 0.1 0.1 0.2 3.32
参数 L<sub>1</sub> L<sub>2</sub> L<sub>3</sub> g g<sub>e</sub> N<sub>P</sub>
值(mm) 4.9 0.3 12.3 0.1 0.1 14
基于D-CRLH单元结构的Wilkinson功分移相器实现了两路信号的等幅、相差输出。除此之外，为了实现天线在两个频段均具有良好的阻抗匹配特性，采用了两段长度为lfe，宽度为wfe的阻抗变换器12，为了小型化设计进行了一定的弯折处理。弯折之后的第二微带线末端与上方的槽线空间垂直，通过改变阻抗变换器12的长度和宽度，可以同时实现两个频点的匹配。
在金属反射地板3上蚀刻一用于耦合的弯折馈电槽4，是为了将馈电网络中的能量耦合到第一介质谐振器辐射单元5、第二介质谐振器辐射单元6、第三介质谐振器辐射单元7中，实现天线的辐射与接收。将弯折馈电槽4进行弯折处理，能够使天线的辐射单元获得较大的耦合。
馈电网络1所提供的信号通过金属反射地板3上的弯折馈电槽4激励起介质谐振器辐射单元的TEx 111、TEy 111、TEx 113、TEy 113模，其中TEx 111和TEy 111模被同时激励起来，实现在L波段工作，由于馈电网络1提供了-90°的相位差，因此为左旋圆极化。TEx 113和TEy 113模被同时激励，实现在S波段工作，同样由于馈电网络1在高频处具有﹢90°的相位差，因此实现了右旋圆极化。
由传统的矩形介质谐振器演变而来的第一介质谐振器辐射单元5、第二介质谐振器辐射单元6、第三介质谐振器辐射单元7自下而上共同构成天线的辐射单元。弯折馈电槽4的位置并非处于介质谐振器的对称中心，而是偏离中心一段距离，这会导致天线的特性产生恶化。主要表现在3个方面：工作频段偏移、S波段方向图畸变、L波段轴比特性变差。因此，根据介质谐振器自身的三维特性，结合内部的场分布，改变原有的矩形形状，来实现天线特性的优化。介质谐振器具体的演进过程第一步、第二步、第三步以及第四步分别如图8a、图8b、图8c以及图8d所示。
图8a为原始的规则矩形介质谐振器。为了实现两个工作频段的独立可控，通过改变介质谐振器上半部分的尺寸来进行调控，即所述第二介质谐振器辐射单元6，如图8b所示。将介质谐振器底部改变为棱台形状，以改善S波段圆极化方向图，如图8c所示。再将图8c中底部棱台状的介质谐振器沿对角线切掉一部分，切去的部分为四面体，实现L波段圆极化轴比的改善，即所述第一介质谐振器辐射单元5，如图8d所示。
图9为本发明实施例天线的外部输入端口回波损耗仿真曲线，表明所述天线工作在L、S两个波段，分别具有27.8％和5.1％的10dB阻抗带宽；图10为本发明实施例天线的增益与轴比的仿真曲线，表明所述天线在两个工作频段内具有较好的圆极化及增益特性，且3dB轴比带宽分别为8％和4.8％，在两个频点的圆极化增益分别为6.1、4.89dBic；图11为本发明实施例在1.616GHz处XOZ面与YOZ面的仿真方向图，说明在此频点为左旋圆极化，且交叉极化特性良好；图12为本发明实施例在2.492GHz处XOZ面与YOZ面的仿真方向图，说明在此频点为右旋圆极化，且交叉极化特性良好。本发明实施例提供的天线实现了双频、双圆极化特性，适合作为北斗导航系统射频前端的应用。

Claims (9)

1.基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，包括整体介质基板(2)、金属反射地板(3)、馈电网络(1)、第一介质谐振器辐射单元(5)、第二介质谐振器辐射单元(6)、第三介质谐振器辐射单元(7)，金属反射地板(3)上开设有一对弯折馈电槽(4)，其中，金属反射地板(3)设置在介质基板(2)的上表面，馈电网络(1)设置在介质基板(2)的下表面，第一介质谐振器辐射单元(5)、第二介质谐振器辐射单元(5)和第三介质谐振器辐射单元(7)从下往上依次设置于金属反射地板(3)的正上方；第一介质谐振器辐射单元(5)为长方台切除两个对角形成的实体，第二介质谐振器辐射单元(6)和第三介质谐振器辐射单元(7)均为长方体；弯折馈电槽(4)整体相互垂直布置。
2.根据权利要求1所述的基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，弯折馈电槽(4)的长度ls为32mm，宽度ws为2.6mm，弯折馈电槽(4)均包括中间段和两端弯折段，中间段与两端弯折段连接，两端弯折段与中间段的角度为钝角，两个弯折馈电槽(4)的中间段相互垂直。
3.根据权利要求1所述的基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，弯折馈电槽(4)偏离第一介质谐振器辐射单元(5)中心。
4.根据权利要求1所述的基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，第二介质谐振器辐射单元(6)的投影面积大于第一介质谐振器辐射单元(5)和第三介质谐振器辐射单元(7)的投影面积，所述投影面是向金属反射地板(3)投影。
5.根据权利要求1所述的基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，介质基板(2)采用的材料型号为Rogers RT/duroid 5880，介电常数2.2，损耗角正切为0.0009。
6.根据权利要求1所述的基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，第一介质谐振器辐射单元(5)、第二介质谐振器辐射单元(6)和第三介质谐振器辐射单元(7)采用的材料为氧化铝陶瓷材料，介电常数9.8，损耗角正切为0.0006。
7.根据权利要求1所述的基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，馈电网络(1)包括一个一分二Wilkinson功分器、一个移相器以及一对阻抗变换器(12)，单端口微带线连接两个第一D-CRLH单元结构(13)后分为两路，一路依次连接一段第一微带线、一个第二D-CRLH单元结构(14)、一段第一微带线以及一段第二微带线，第二微带线的宽度小于第一微带线宽度；另一路依次连接一段第一微带线一段第二微带线；所述Wilkinson功分器通过两个对偶复合的第一D-CRLH单元结构(13)实现；所述移相器包括一个第二D-CRLH单元结构(14)及第一微带线，实现两路信号在L波段和S波段分别实现-90°和﹢90°的相位差；一对阻抗变换器(12)，即第二微带线实现馈电网络与辐射单元之间的阻抗匹配。
8.根据权利要求6所述的基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，第二微带线上方为弯折馈电槽(4)，第二微带线末端与其上方的弯折馈电槽(4)垂直。
9.根据权利要求1所述的基于D-CRLH馈电网络的双频、双圆极化介质谐振器天线，其特征在于，D-CRLH单元结构等效电路为二端口网络，由第一路馈电，左手电容CL与寄生电感LP首先串联，再与右手电感LR并联；中间的馈电部分等效为左手电感LL与右手电容CR串联，再并联两个电容CP作为寄生模块，第二路馈电部分为交指结构，由左手电容CL与寄生电感LP首先串联，再与右手电感LR并联构成，三者串联结构形成D-CRLH的等效电路。
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