CN112688295A - 基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制方法。这种控制方法相比于传统的下垂控制，增加了参考电压补偿和下垂系数修正控制。本方法通过变换器的参考电压补偿量，保障了直流母线电压和原参考电压相等。本发明通过电流一致性控制和各变换器输出电流的误差，得到下垂系数修正量，消除了各输出线路阻抗不同引起的电流不均分，可以达到很好的均流效果。相比其他改进型下垂控制，本发明具有能够适应输入电压不稳定、负载情况不稳定、变换器脱机等复杂工况的优点，且方法基于一致性控制，属于分布式控制，系统更加稳定，更加适用于直流微电网。

Description

基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制方法

技术领域

本发明属于电力系统的直流微电网控制领域，涉及一种基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制方法，具体涉及一种在电流一致性控制下的参考电压补偿和下垂系数修正自适应控制方法及应用该方法控制的一个带阻性负载的分布式直流微电网系统。

背景技术

伴随着微电网在新能源系统中应用越加广泛，现在对于微电网的控制方法研究也逐渐深入。微电网可以被分为交流微电网和直流微电网两种。相比较交流微网，直流微网不考虑相位、无功和频率问题，能够有效地接入风电、光电等分布式能源，控制简单，损耗低，稳定性高等诸多优点被关注。直流微网的工况多种多样，其中负载情况不稳定、输入电压不稳定、部分变换器脱机等复杂工况会影响系统的稳定性和动态特性。在这些复杂工况下如何控制实现微网稳定运行、电流均分和母线电压控制是一个关键研究点。

在直流微网控制中，下垂控制简单易于实现，使用广泛，传统下垂控制只需要电压电流反馈信息就能构成控制器。这样的控制由于通讯较小，能够在提高稳定性的同时降低系统成本，非常适合直流微电网。但是传统下垂控制采用的是固定下垂系数和固定参考电压，由于各拓扑输出线路阻抗一般存在差异性，这就导致传统下垂控制无法在保障母线电压控制精度的同时保障输出电流均分。为了解决这个矛盾，一些改进型下垂控制便被提出来了。申请公布号CN109802379A专利介绍了一种改进下垂控制的方法。该方法加入了电压恢复控制和下垂系数修正控制，针对输出电压最小值进行电压恢复控制，达到了变换器输出电压最小值与设定参考值相同的控制目标，通过下垂系数修正控制解决了变换器线路电阻不一致时分流精度下降的问题。这种方法控制思想简单，也易于实现，但是控制采用的是集中式控制，系统稳定裕度小。申请公布号CN111628491A专利介绍一种基于线路阻抗检测的直流微网改进下垂控制方法，该改进下垂控制方法在传统的下垂控制器中引入了下垂系数调节模块和电压调节模块，对原各变换器下垂控制的下垂系数和输出电压做补偿补偿，从而维持系统电压稳定和电流均分。但是该控制方法需要更多的电压电流反馈来完成线路阻抗的测量，不适用于越来越复杂的直流微电网。

一般的改进下垂控制对于输入电压不稳定、负载情况不稳定、变换器脱机等复杂工况的控制效果也不是很理想，可能会出现系统不稳定的情况。因此，有必要研究一种能够较好适应复杂工况并且能够同时实现较好的母线电压控制精度和输出电流均流效果的自适应控制方法。

发明内容

本发明所要达到的目标是：①六个直流升压变换器并联于直流母线，对参考电压进行补偿，保证直流母线电压与参考电压值相等；②对六个升压变换器反馈电流进行电流一致性迭代，并且进行下垂系数修正，实现在不同线路阻抗下的电流均分；③六个直流升压变换器构成的直流微网在负载突变、输入电压不稳定、变换器脱机工况时，经过一定时间的调节后依然可以在恢复母线电压的同时达到理想的电流均分效果。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：直流微网由6个升压变换器组成。6个BOOST变换器分别命名#1变换器，…，#6变换器，六个升压变换器电路参数一致，区别在于各变换器输出线路阻抗不同。每一个变换器都通过开关并联于直流母线，并且可以通过Switch1…Switch6进行变换器投切。负载接入阻性负载与直流母线并联，并且可以通过开关SwitchR投切改变负载大小。

进一步的，所述的#1变换器到#6变换器控制主要分三部分。第一部分是参考电压补偿，第二部分是各反馈电流的一致性迭代和下垂系数修正，第三部分是PI控制器构成的电压电流双环控制。

进一步的，本发明的控制策略可以分为以下步骤：

S1、完成电气量的采集，获取母线电压u_bus，然后和所设定的参考电压值u_ref做比较，求差得到电压控制误差u_error1…u_error6；

S2、将S1步骤得到电压控制偏差u_error1…u_error6分别送入PI控制器。#1变换器到#6变换器分别采用的是不同的六个PI控制器，六个控制器输入相同的控制误差电压，输出不同的补偿量。#1变换器得到参考电压补偿量Δu₁，将参考电压补偿量Δu₁与原参考电压值u_ref求和得到一个新的参考电压值u_ref1。同理，#2变换器到#6变换器经过PI控制器得到参考电压补偿量Δu₂…Δu₆，将参考电压补偿量Δu₂…Δu₆与原参考电压值u_ref求和得到新的参考电压值u_ref2…u_ref6。以上产生新的参考电压过程满足式(1)：

S3、对于微网的6个升压变换器，按照式(2)计算各个变换器的一次控制电压环控制误差u_{c_error_i}(步骤S3中下标i＝1…6)。每一个变换器的下垂系数K需要一个修正量ΔK_i，将各变换器的输出电流i_i乘以下垂系数K和修正量ΔK_i的和K_i，得到droop_i，再将droop_i与S2步骤得到的新的电压参考值u_refi做差得到新的各变换器电容电压参考值u_i ^*。其中修正量ΔK_i是根据各变换器输出电流i_i和一致性控制输出i_Xi的差i_{error_i}经过PI控制器得到的输出结果。用得到的u_i ^*减去电容电压反馈值u_i得到各个变换器的电压环控制误差u_{c_error_i}；

S4、将S3步骤得到的电压环控制误差u_{c_error_i}(步骤S4中下标i＝1…6)经过PI控制器得到电流环的参考值，然后引入电感电流i_Li经过电流环得到输出控制量d_i，然后将d_i送入三角波比较器，进行PWM调制，从而得到每一个升压变换器开关管的控制信号PWM_i。

进一步的，步骤S3中的电流一致性控制包括以下步骤：

S31、传统离散一致性控制可以用如下公式描述：

x_i(k+1)＝x_i(k)+ε·∑_j∈Na_ij·(x_j(k)-x_i(k)) (3)

其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，下标i表示第i个变换器的参数，比如x_i表示第i个变换器的状态变量。a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接。N表示所有可以与第i个变换器通信的数目和。

S32、在步骤S31中表示的离散一致性控制基础上进行改进，确保在动态环境改变下的一致性收敛，改进后的电流一致性控制如公式(4):

公式(4)表示了如何进行一致性迭代产生一个一致性目标。其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，下标i表示第i个变换器的参数，比如x_i表示第i个变换器的状态变量(电流)，作为一致性控制目标输出。a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接。N表示所有可以与第i个变换器通信的数目和,δ_ij表示累计误差，x_i(0)表示第i个变换器的初始状态变量(电感电流)，ε表示一个与通讯拓扑有关的常数权重。

S33、步骤S32中的迭代过程描述为矩阵形式如下：

其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，状态变量x表示一致性迭代输出，W表示在考虑边缘权重ε时的一个与通讯拓扑有关的权重矩阵，L表示一个与通讯网络相关的拉普拉斯矩阵，I表示一个单位矩阵，如式(6)：

其中，a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接，N表示全部通讯网络个数，N_i表示与变换器i有关的指针。

S34、选择直流微电网的通讯拓扑，选择交叉通讯拓扑，在这种拓扑结构下拉普拉斯矩阵表达式如下：

S35、最终，一致性可控制迭代表达式如下所示：

其中，k表示当前状态，x_eq表示最终一致性输出量，W表示在考虑边缘权重ε时的一个与通讯拓扑有关的权重矩阵，N表示全部通讯网络个数，T表示矩阵转置运算，1表示所有分量均等于1的向量。

本发明的有益效果是：

本发明提出的基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制，通过比较直流母线电压与参考电压值的大小，得到一个控制误差，进行PI控制得到参考电压补偿量，保证了所有变换器的输出电容电压值都大于原参考电压，保障了直流母线电压等于设定的原参考电压。

本发明提出的方法利用各直流变换器输出电流和电流一致性控制输出量做差得到控制误差，将得到的控制误差经过PI控制器后得到下垂系数修正量ΔK_i。这样使各直流变换器的下垂系数都不一样，消除了各变换器输出线路阻抗不同引起的电流不均分，可以达到很好的均流效果。

本发明相比其他改进型下垂控制，本发明在负载突变、输入电压不稳定、变换器脱机工况时控制效果好，能够很快恢复平衡，在保障母线电压控制精度的同时保障了电流均分控制效果。本发明采用的电流一致性控制属于分布式控制，相比其他改进下垂控制采用的集中式控制，系统更加稳定，更适合直流微电网结构。

附图说明

图1为本发明实施例的主电路拓扑及其控制流程示意图；

图2为本发明实施例的电流一致性建模与控制方法的结构框图；

图3为本发明实施例在PLECS仿真中阻性负载跳变前后的直流母线电压波形图；

图4为本发明实施例在PLECS仿真中阻性负载跳变前后的各变换器输出电流波形图；

图5为本发明实施例在PLECS仿真中输入电压跳变前后直流母线电压波形图；

图6为本发明实施例在PLECS仿真中输入电压跳变前后各变换器输出电流波形图；

图7为本发明实施例在PLECS仿真中4#变换器脱离后直流母线电压波形图；

图8为本发明实施例在PLECS仿真中4#变换器脱离后各变换器输出电流波形图；

具体实施方式

下面结合附图进一步说明本发明的技术方案。

如图1所示，直流微电网系统，直流微网由6个升压变换器组成。6个BOOST变换器分别命名#1变换器，…，#6变换器，六个升压变换器电路参数一致，区别在于各变换器输出线路阻抗不同。每一个变换器都通过开关并联于直流母线，并且可以通过Switch1…Switch6进行变换器投切。负载接入阻性负载与直流母线并联，并且可以通过开关SwitchR投切改变负载大小。

进一步的，所述的#1变换器到#6变换器控制主要分三部分。第一部分是参考电压补偿，第二部分是各反馈电流的一致性迭代和下垂系数修正，第三部分是PI控制器构成的电压电流双环控制。

如图2所示，表示基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制的建模和控制过程，说明了各个变量的传递关系。

进一步的，本发明的控制策略可以分为以下步骤：

S1、完成电气量的采集，获取母线电压u_bus，然后和所设定的参考电压值u_ref做比较，求差得到电压控制误差u_error1…u_error6；

S2、将S1步骤得到电压控制偏差u_error1…u_error6分别送入PI控制器。#1变换器到#6变换器分别采用的是不同的六个PI控制器，六个控制器输入相同的控制误差电压，输出不同的补偿量。#1变换器得到参考电压补偿量Δu₁，将参考电压补偿量Δu₁与原参考电压值u_ref求和得到一个新的参考电压值u_ref1。同理，#2变换器到#6变换器经过PI控制器得到参考电压补偿量Δu₂…Δu₆，将参考电压补偿量Δu₂…Δu₆与原参考电压值u_ref求和得到新的参考电压值u_ref2…u_ref6。以上产生新的参考电压过程满足式(1)：

S3、对于微网的6个升压变换器，按照式(2)计算各个变换器的一次控制电压环控制误差u_{c_error_i}(步骤S3中下标i＝1…6)。每一个变换器的下垂系数K需要一个修正量ΔK_i，将各变换器的输出电流i_i乘以下垂系数K和修正量ΔK_i的和K_i，得到droop_i，再将droop_i与S2步骤得到的新的电压参考值u_refi做差得到新的各变换器电容电压参考值u_i ^*。其中修正量ΔK_i是根据各变换器输出电流i_i和一致性控制输出i_Xi的差i_{error_i}经过PI控制器得到的输出结果。用得到的u_i ^*减去电容电压反馈值u_i得到各个变换器的电压环控制误差u_{c_error_i}；

S4、将S3步骤得到的电压环控制误差u_{c_error_i}(步骤S4中下标i＝1…6)经过PI控制器得到电流环的参考值，然后引入电感电流i_Li经过电流环得到输出控制量d_i，然后将d_i送入三角波比较器，进行PWM调制，从而得到每一个升压变换器开关管的控制信号PWM_i。

进一步的，步骤S3中的电流一致性控制包括以下步骤：

S31、传统离散一致性控制可以用如下公式描述：

x_i(k+1)＝x_i(k)+ε·∑_j∈Na_ij·(x_j(k)-x_i(k)) (3)

其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，下标i表示第i个变换器的参数，比如x_i表示第i个变换器的状态变量。a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接。N表示所有可以与第i个变换器通信的数目和。

S32、在步骤S31中表示的离散一致性控制基础上进行改进，确保在动态环境改变下的一致性收敛，改进后的电流一致性控制如公式(4):

公式(4)表示了如何进行一致性迭代产生一个一致性目标。其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，下标i表示第i个变换器的参数，比如x_i表示第i个变换器的状态变量(电流)，作为一致性控制目标输出。a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接。N表示所有可以与第i个变换器通信的数目和,δ_ij表示累计误差，x_i(0)表示第i个变换器的初始状态变量(电感电流)，ε表示一个与通讯拓扑有关的常数权重。

S33、步骤S32中的迭代过程描述为矩阵形式如下：

其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，状态变量x表示一致性迭代输出，W表示在考虑边缘权重ε时的一个与通讯拓扑有关的权重矩阵，L表示一个与通讯网络相关的拉普拉斯矩阵，I表示一个单位矩阵，如式(6)：

其中，a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接，N表示全部通讯网络个数，N_i表示与变换器i有关的指针。

S34、选择直流微电网的通讯拓扑，选择交叉通讯拓扑，在这种拓扑结构下拉普拉斯矩阵表达式如下：

S35、最终，一致性可控制迭代表达式如下所示：

其中，k表示当前状态，x_eq表示最终一致性输出量，W表示在考虑边缘权重ε时的一个与通讯拓扑有关的权重矩阵，N表示全部通讯网络个数，T表示矩阵转置运算，1表示所有分量均等于1的向量。

本发明的有益效果是：

本发明提出的基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制，通过比较直流母线电压与参考电压值的大小，得到一个控制误差，进行PI控制得到参考电压补偿量，保证了所有变换器的输出电容电压值都大于原参考电压，保障了直流母线电压等于设定的原参考电压。

本发明提出的方法利用各直流变换器输出电流和电流一致性控制输出量做差得到控制误差，将得到的控制误差经过PI控制器后得到下垂系数修正量ΔK_i。这样使各直流变换器的下垂系数都不一样，消除了各变换器输出线路阻抗不同引起的电流不均分，可以达到很好的均流效果。

本发明相比其他改进型下垂控制，本发明在负载突变、输入电压不稳定、变换器脱机工况时控制效果好，能够很快恢复平衡，在保障母线电压控制精度的同时保障了电流均分控制效果。本发明采用的电流一致性控制属于分布式控制，相比其他改进下垂控制采用的集中式控制，系统更加稳定，更适合直流微电网结构。

为了验证所提出的基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制方法的可行性，在PLECS仿真环境中搭建了含有六个BOOST变换器的直流微电网仿真模型。并且进行多工况仿真，仿真了负载突变、输入电压不稳定、变换器脱机工况的控制效果。在PLECS中，6个BOOST直流变换器的线路阻抗分别选取1Ω，1.2Ω，1.4Ω，1.6Ω，1.8Ω，2Ω。六个变换器的电路参数一致，输入电压初始状态都是12V，电感值200μH，电容值200μF。负载选择阻性负载是1Ω跳变成0.5Ω，然后再跳变回1Ω。通过开关Switch的投切，可以使部分变换器脱机。

图3和图4给出了直流微电网系统在阻性负载跳变前后的直流母线电压波形和各变换器输出电流波形。输入直流电压保持12V不变，负载从1Ω变化到0.5Ω然后变回1Ω。图3中开关SwitchR闭合负载加重时，母线电压电压降约30％，经过约0.1秒很快调整回参考电压值，稳态误差为零。负载减轻时，母线电压电压上升约95％，经过约0.1秒调节时间，稳态误差为零。如图4，负载跳变经过0.1秒后，各变换器输出电流收敛。

图5和图6给出了直流微电网系统在输入电压跳变前后直流母线电压波形和各变换器输出电流波形。在图5和图6中，#2和#3变换器输入电压先从原来的12V变为10V，再从10V变成12V。如图5，在部分变换器输入电压降低到10V以后，母线电压降低8％左右，经过0.1秒的调节时间后重新达到参考电压，调节超调量2.9％，稳态误差为零。在部分变换器输入电压重新升高到12V后，母线电压提升9.4％左右，然后经过0.1秒的调节时间达到零稳态误差，调节超调量1.4％。如图6，负载跳变经过0.08秒后，各变换器输出电流收敛，达到均分效果。

图7和图8给出了直流微电网系统在4#变换器脱离后的直流母线电压波形和各变换器输出电流波形。在#4变换器脱离以后，通信拓扑改变，直流母线电压经过一定的调节时间重新恢复到参考电压，由此说明控制策略的抗干扰能力。母线电压电压降约8.3％，经过约0.1秒调整回参考电压值，稳态误差为零。在图8中，通信拓扑改变后经过0.1秒后，其余变换器输出电流重新收敛一致，达到均分效果。

以上仿真和对比结果充分说明了，本方法提出的基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制具有可行性，在多种复杂工况下亦具有很好的直流母线电压控制精度和变换器输出电流均流效果。本方法提出的利用参考电压和直流母线电压误差自适应补偿原参考电压的方法能够让直流母线电压与设定的参考电压相等，解决了传统下垂控制带来的电压跌落问题；本发明提出的利用各变换器输出电流和电流一致性输出量得到的误差进行下垂系数修正量求取，能够消除线路阻抗对电流分配的不利影响，达到很好的均流效果。同时，本发明采用的电流一致性控制属于分布式控制，相比其他改进下垂控制采用的集中式控制，系统更加稳定。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者了解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合依然在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种基于电流一致性的直流微网自适应下垂控制方法，该方法基于由6个升压变换器组成的直流微电网系统。6个BOOST变换器分别命名#1变换器，…，#6变换器，六个升压变换器电路参数一致，区别在于各变换器输出线路阻抗不同。每一个变换器都通过开关并联于直流母线，并且可以通过Switch1…Switch6进行变换器投切。负载接入阻性负载与直流母线并联，并且可以通过开关SwitchR投切改变负载大小。

2.所述的#1变换器到#6变换器控制主要分三部分。第一部分是参考电压补偿，第二部分是各反馈电流的一致性迭代和下垂系数修正，第三部分是PI控制器构成的电压电流双环控制。在负载情况不稳定、输入电压不稳定、变换器脱机等复杂工况时，控制策略需要达到较好的控制效果，不能出现输出振荡、电流不均分，本发明的控制策略可以分为以下步骤：

S1、完成电气量的采集，获取母线电压u_bus，然后和所设定的参考电压值u_ref做比较，求差得到电压控制误差u_error1…u_error6；

S2、将S1步骤得到电压控制偏差u_error1…u_error6分别送入PI控制器。#1变换器到#6变换器分别采用的是不同的六个PI控制器，六个控制器输入相同的控制误差电压，输出不同的补偿量。#1变换器得到参考电压补偿量Δu₁，将参考电压补偿量Δu₁与原参考电压值u_ref求和得到一个新的参考电压值u_ref1。同理，#2变换器到#6变换器经过PI控制器得到参考电压补偿量Δu₂…Δu₆，将参考电压补偿量Δu₂…Δu₆与原参考电压值u_ref求和得到新的参考电压值u_ref2…u_ref6。以上产生新的参考电压过程满足式(1)：

S3、对于微网的6个升压变换器，按照式(2)计算各个变换器的一次控制电压环控制误差u_{c_error_i}(步骤S3中下标i＝1…6)。每一个变换器的下垂系数K需要一个修正量ΔK_i，将各变换器的输出电流i_i乘以下垂系数K和修正量ΔK_i的和K_i，得到droop_i，再将droop_i与S2步骤得到的新的电压参考值u_refi做差得到新的各变换器电容电压参考值u_i ^*。其中修正量ΔK_i是根据各变换器输出电流i_i和一致性控制输出i_Xi的差i_{error_i}经过PI控制器得到的输出结果。用得到的u_i ^*减去电容电压反馈值u_i得到各个变换器的电压环控制误差u_{c_error_i}；

S4、将S3步骤得到的电压环控制误差u_{c_error_i}(步骤S4中下标i＝1…6)经过PI控制器得到电流环的参考值，然后引入电感电流i_Li经过电流环得到输出控制量d_i，然后将d_i送入三角波比较器，进行PWM调制，从而得到每一个升压变换器开关管的控制信号PWM_i。

进一步的，步骤S3中的电流一致性控制包括以下步骤：

S31、传统离散一致性控制可以用如下公式描述：

x_i(k+1)＝x_i(k)+ε·∑_j∈Na_ij·(x_j(k)-x_i(k)) (3)

其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，下标i表示第i个变换器的参数，比如x_i表示第i个变换器的状态变量。a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接。N表示所有可以与第i个变换器通信的数目和。

S32、在步骤S31中表示的离散一致性控制基础上进行改进，确保在动态环境改变下的一致性收敛，改进后的电流一致性控制如公式(4):

公式(4)表示了如何进行一致性迭代产生一个一致性目标。其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，下标i表示第i个变换器的参数，比如x_i表示第i个变换器的状态变量(电流)，作为一致性控制目标输出。a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接。N表示所有可以与第i个变换器通信的数目和,δ_ij表示累计误差，x_i(0)表示第i个变换器的初始状态变量(电感电流)，ε表示一个与通讯拓扑有关的常数权重。

S33、步骤S32中的迭代过程描述为矩阵形式如下：

其中，k表示当前状态，k+1表示下一个状态，状态变量x表示一致性迭代输出，W表示在考虑边缘权重ε时的一个与通讯拓扑有关的权重矩阵，L表示一个与通讯网络相关的拉普拉斯矩阵，I表示一个单位矩阵，如式(6)：

其中，a_ij表示第i个变换器和第j个变换器之间的连接状态，a_ij＝1表示直流变换器相互连接，N表示全部通讯网络个数，N_i表示与变换器i有关的指针。

S34、选择直流微电网的通讯拓扑，选择交叉通讯拓扑，在这种拓扑结构下拉普拉斯矩阵表达式如下：

S35、最终，一致性可控制迭代表达式如下所示：

其中，k表示当前状态，x_eq表示最终一致性输出量，W表示在考虑边缘权重ε时的一个与通讯拓扑有关的权重矩阵，N表示全部通讯网络个数，T表示矩阵转置运算，1表示所有分量均等于1的向量。

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