CN112653456A - 一种低功耗自混频压控振荡器 - Google Patents

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申扬
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Abstract

本发明属于通信技术领域，具体提供一种低功耗自混频压控振荡器，用以克服现有自混频压控振荡器存在的版图布局困难、进而导致压控振荡器性能下降的问题。本发明采用新型电流复用自混频压控振荡器结构，由低频VCO和选频混频单元构成，选频混频单元直接复用低频VCO的偶次电流，再取其基波进行混频，最后通过选频网络选出所需的3f0的频率分量；相较于现有电流复用自混频压控振荡器结构，本发明的选频混频单元中采用PMOS晶体管作为混频管，匹配重新设计电路结构，使得本发明具有现有电流复用自混频压控振荡器的所有优点的同时，大大降低器件的版图布局难度，且对称的版图布局、以及PMOS晶体管的采用均能有效提升电路性能。

Description

一种低功耗自混频压控振荡器
技术领域
本发明属于通信技术领域，涉及通信系统中的压控振荡器(VCO)，具体提供一种低功耗自混频压控振荡器。
背景技术
随着通信技术的发展，低频的频谱资源越来越紧张；为了满足信道带宽等的要求，通信系统的工作频段越来越高，工作在毫米波频段的通信系统、雷达应用也越来越多。然而，压控振荡器(VCO)作为其中最为重要的模块之一，它的性能将直接影响到整个系统的表现；VCO的性能与无源元件的品质因数Q有很大关系，而无源元件的Q值在较高的频段下降得很严重，这将大大制约VCO的表现。较为常用的解决方案是使用VCO加倍频器来得到性能较好的本振信号，但是该结构存在着功耗高、器件数目多以及版图难以布置等问题。
进一步的，直接使用工作频率足够高的电感电容谐振腔(LC tank)是可以直接制作出工作在高频段的本振的，但是高频LC tank的Q值由于趋肤效应等的影响将比较低；低的Q值将会直接影响VCO的相位噪声(Phase Noise，PN)，进而影响到系统的表现。但是这一问题在低频时不明显，所以较为常用的方案是将工作在低频的VCO的输出通过倍频器搬移到高频段，这样高频本振信号的相噪性能是取决于低频VCO中的LC tank的Q值。
如图1所示为典型的低频VCO加三倍频器结构的原理图，其对应的电路原理图如图2所示，主要包括四部分：低频VCO、电流电压转换网络、混频部分以及选频部分；其中，低频VCO：由交叉耦合对M1、M2与低频LC tank组成，可以产生频率为f0的基波信号与基波频率整数倍的谐波信号；电流电压转换网络：是一个谐振在2f0的LC滤波网络，一方面可以从流经M1、M2源端公共节点的偶次电流中筛选出频率为2f0的分量，另一方面可以把电流转化为电压信号，提供给之后的混频器；混频部分：使用场效应晶体管(MOSFET)进行混频，M3的栅极电压频率为2f0，所以M4、M5源级有频率为2f0的电流信号，而M4、M5的栅极电压频率为f0，所以M4、M5就可以通过混频在漏级产生频率为3f0、f0…等的电流信号；选频部分：选频部分是另外一个谐振在3f0的VCO，从M4、M5漏级流入的电流频率分量很多，但是由于谐振腔具有选频作用，所以只有3f0频率的信号可以留存下来；最后可以输出频率为3f0的差分电压信号。
该结构的主要思路是取出低频VCO谐振得到的f0与2f0的频率成分，然后通过一个吉尔伯特混频器相混，最后再通过一个带通滤波器(高频LC tank)选频留下3f0的信号。然而，低频VCO产生的f0、2f0信号的同时，还伴随着其他的nf0频率的谐波信号，所以该结构中使用了电流电压转换网络来提取2f0信号；再利用一个吉尔伯特混频器来产生3f0的输出，吉尔伯特单元的三个MOSFET需要额外提供偏置电压，所以需要使用3组RC元件来隔离直流、加偏置电压；并且，吉尔伯特混频产生的频率不仅只有3f0的成分，因此必须进行选频，使用了一个谐振在3f0的VCO来实现选频功能，最后在高频VCO的输出端得到三倍频的差分输出信号。由此可见，上述典型的低频VCO加三倍频器结构非常复杂，有振荡单元、电流电压转换单元和混频、选频单元，具体使用了三个电感、7个MOSFET，设计繁琐、占用面积大、并且布版麻烦；并且，需要提供三个直流偏压，进一步增大了设计的复杂度和电路的功耗。
针对上述问题，公开号为CN110350868A的专利文献中公开了一种基于电流复用的自混频压控振荡器，其电路原理如图4所示，包括基波压控振荡器(低频VCO)和选频混频单元，对基波压控振荡器产生的二次谐波电流及四次谐波电流进行复用，通过选频混频单元得到三次谐波电流，极大的简化了电路的复杂度；但是，如图4所示压控振荡器中，采用NMOSFET作为低频VCO的开关管和选频单元的混频管，而NMOSFET的漏级电压需要高于源级电压，所以低频VCO的M1、M2源级接GND，那么混频管的M3、M4需要堆叠于M1、M2的上方，而后漏级经过电感再接VDD；所以在压控振荡器的版图设计中会出现了“LC元件-NMOSFET-LC元件-NMOSFET”的电路/版图布局，即低频谐振腔(由差分电感L1和变容管Cvar并联构成)位于电路中间，而这一组LC元件将占用较大的版图面积，导致在绘制版图时NMOSFET M1、M2和M3、M4被隔离开来，进而使得最终版图非对称，大大影响压控振荡器的性能。进一步，即便可以将下部的低频VCO垂直镜像，使得NMOSFET都集中在版图中央，无源元件位于MOSFET上下两侧，但L1与M3、M4源级之间则需要极长连线，同样难以布局，且会引入较大的寄生电容与电阻，大大降低VCO的性能；同时，GND的布线也会更加复杂，进一步加大了版图布局的难度。
发明内容
本发明的目的在于针对现有自混频压控振荡器存在的版图布局困难、进而导致压控振荡器性能下降的问题，提供一种低功耗自混频压控振荡器；本发明采用电流复用自混频压控振荡器结构，具有使用元件数目少、直流功耗低的优点；同时，本发明的选频混频单元中采用PMOS晶体管作为混频管，匹配重新设计电路结构，使得本发明具有现有电流复用自混频压控振荡器的所有优点的同时，大大降低器件的版图布局难度，且对称的版图布局、以及PMOSFET的采用均能有效提升器件性能。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：
一种低功耗自混频压控振荡器，由低频VCO和选频混频单元构成；其特征在于，
所述低频VCO由NMOS晶体管M1、NMOS晶体管M2、变容管Cvar和差分电感L1构成；其中，变容管Cvar和差分电感L1构成第一并联谐振网络、其谐振频率为基波频率f0，差分电感L1的中心抽头连接电源，变容管Cvar对称摆放、中心施加调谐电压；NMOS晶体管M1和M2构成交叉耦合对，第一并联谐振网络的两端分别连接于NMOS晶体管M1、M2的漏极；
所述选频混频单元由PMOS晶体管M3、PMOS晶体管M4、电容C1、电容C2、电容C3、差分电感L2、偏置电阻R1、偏置电阻R2构成；其中，所述电容C3与差分电感L2构成第二并联谐振网络、其谐振频率为3f0，差分电感L2中心抽头接地，第二并联谐振网络的两端分别连接于PMOS晶体管M3与M4的漏极；PMOS晶体管M3、M4的源极相连、并与NMOS晶体管M1、M2的源极相连；电容C1一端连接PMOS晶体管M3的栅极、另一端连接NMOS晶体管M1的漏极，电容C2一端连接PMOS晶体管M4的栅极、另一端连接于NMOS晶体管M2的漏极；PMOS晶体管M3、M4的栅极分别通过偏置电阻R1、R2施加偏置电压。
本发明的有益效果在于：
本发明提供一种低功耗自混频压控振荡器，采用新型电流复用自混频压控振荡器结构，其中选频混频单元直接复用低频VCO的偶次电流，再取其基波进行混频，最后通过选频网络选出所需的3f0的频率分量；相较传统结构，本发明使用了更少的元件、偏置电路，能够节约版图面积，降低了芯片成本；并且，低频VCO与选频混频单元直接相连，通过电流复用能够大幅降低整体电路的功耗。
更重要的是，相较于现有电流复用自混频压控振荡器结构，本发明的选频混频单元中采用PMOS晶体管作为混频管，低频VCO与选频混频单元直接相连时，能够实现4个晶体管(NMOS晶体管M1、M2与PMOS晶体管M3、M4)源极直接短接的结构设计，继而过滤掉低频VCO的奇次谐波，使得仅有偶次谐波参与混频单元的混频，使得三倍频的输出频谱更加纯净，并且复用的二次和四次谐波电流都参与混频，所以三次谐波的转换效率更高。同时，4个晶体管源极直接短接的结构在布版时，能够将NMOSFET M1、M2的漏端经过L1连接到VDD，NMOSFETM1、M2的源端与PMOSFET M3、M4的源端相连接，PMOSFET M3、M4的漏端再经过L2连接到GND，由于NMOSFET与PMOSFET的互补性，即实现了“LC元件-NMOSFET-PMOSFET-LC元件”的电路/版图布局，版图的中心部分都是场效应管，无源元件位于上下两侧，大大降低布置版图的难度，绘制出来的版图也更为对称(中心对称)，有利于提高器件的性能；并且，在该种版图布局下，VDD和GND位于结构的最上端和最下端、布置电源线更为方便，版图中的走线更为紧凑，引入寄生参数更小，有利于进一步提高器件的性能。另外，采用PMOSFET作为混频管、其闪烁噪声更小，使得电路噪声性能更优。
附图说明
图1为典型的低频VCO+三倍频器结构的工作原理图。
图2为典型的低频VCO+三倍频器结构的电路原理图。
图3为现有基于电流复用的自混频压控振荡器的电路原理图。
图4为本发明低功耗自混频压控振荡器的电路原理图。
图5为本发明实施例中低频VCO的输出电压波形图。
图6为本发明实施例中流过低频VCO中NMOS晶体管M1源级的电流波形图。
图7为本发明实施例中通过晶体管电流的频谱图。
图8为本发明实施例中低频VCO的基波f0+和选频输出的3f0+电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
本实施例提供一种新型电流复用自混频压控振荡器，其电路结构如图4所示，由低频VCO(基波压控振荡器)和选频混频单元构成；更为具体的讲：
所述低频VCO由NMOS晶体管M1、NMOS晶体管M2、变容管Cvar和差分电感L1构成；其中，变容管Cvar和差分电感L1构成第一并联谐振网络(LC tank)，其谐振频率为系统的基波频率、即为f0；差分电感L1的中心抽头连接电源VDD，使用差分电感L1可以节约版图面积，并且具有较高的品质因数，有利于优化VCO的相位噪声；变容管Cvar对称摆放、中心施加调谐电压Vt，变容管Cvar一般采用MOSFET构成，通过调节调谐电压Vt即能够使得变容管的容值发生变化，进而调节电路的谐振频率；
NMOS晶体管M1和NMOS晶体管M2构成交叉耦合对，即M1的栅极连接到M2的漏级、M2的栅极连接到M1的漏级、M1与M2的源级连接到一起；由于LC网络是有损耗的，如果没有外界干预，LC网络中的谐振是不会持续下去的，因此，交叉耦合对M1、M2为LC tank提供了一个负阻抗，可以抵消LC tank的损耗，进而使得振荡得以维持；则所述第一并联谐振网络的两端分别连接于NMOS晶体管M1、NMOS晶体管M2的漏极；
如图5所示为上述低频VCO的输出电压的波形，可见低频VCO的输出电压是反相的。
所述选频混频单元由PMOS晶体管M3、PMOS晶体管M4、电容C1、电容C2、电容C3、差分电感L2、偏置电阻R1、偏置电阻R2构成；其中，所述电容C3与差分电感L2构成第二并联谐振网络、其谐振频率为3f0，差分电感L2中心抽头接地，第二并联谐振网络的两端分别连接于PMOS晶体管M3与PMOS晶体管M4的漏极；PMOS晶体管M3与PMOS晶体管M4的源极相连、并与NMOS晶体管M1与NMOS晶体管M2的源极相连；电容C1一端连接PMOS晶体管M3的栅极、另一端连接NMOS晶体管M1的漏极，电容C2一端连接PMOS晶体管M4的栅极、另一端连接于NMOS晶体管M2的漏极；偏置电阻R1一端连接PMOS晶体管M3的栅极、另一端连接偏置电压Vbias1，偏置电阻R2一端连接PMOS晶体管M4的栅极、另一端连接偏置电压Vbias2。
由于低频VCO的交叉耦合对M1、M2具有很强的非线性，所以除了基波成分，电路中还会存在各阶谐波分量，如图6所示为流过低频VCO中M1源级的电流波形，电流中具有很多谐波成分，故其波形为有周期性的杂波，如图7所示为该电流的频谱。本实施例中，将M1与M2的源级连在了一起(对于奇次电流谐波形成了回路：从M1的源级到M2的源级到M2的漏级再经过LC tank流到M1的漏级最终回到M1的源级)，而M1、M2的源级电流中偶次分量会直接从上到下经过导线注入混频管M3、M4的源级；再利用电容C1、C2耦合低频VCO输出的基波电压到M3、M4的栅极，并且通过电阻R1、R2施加偏置电压，这样就可以通过混频管M3、M4实现混频。进一步的，混频管M3、M4有非线性，并且注入混频管的信号频率分量较为丰富，所以混频管会产生很丰富的频谱成分，因此在混频管下方接了一个谐振在3f0的LC谐振网络(由L2和C3组成，L2同样是差分电感，并且中心抽头接到GND)，这个谐振网络起到了带通选频的作用，使得最后在混频管的输出电压中3f0的电压分量占据很大的比例；最终，混频管的输出电压波形与低频VCO的输出波形如图8所示，由图可知，3f0的电压波形近似为正弦波，说明混频管的输出中3f0以外的谐波分量得到了较好的抑制。由此可见，本发明具有现有电流复用自混频压控振荡器的所有优点。
再进一步的，本实施例的新型电流复用自混频压控振荡器结构中，4个晶体管(NMOS晶体管M1、NMOS晶体管M2与PMOS晶体管M3、PMOS晶体管M4)的源极直接短接，能够更加有效的抑制所有的奇次谐波流入下方的选频混频单元，因此与基波进行混频的频率几乎只有偶次谐波，使得最终得到的输出中谐波成分更小，三倍频的输出频谱更加纯净；并且，2次与4次谐波均可以与基波混频得到三次谐波，所以三次谐波的转换效率也更高。
更进一步的，本实施例的新型电流复用自混频压控振荡器结构中，选频混频单元采用PMOSFET作为混频管，而PMOSFET的源端电压要高于漏端的电压，所以能够采用4个晶体管源极直接短接的结构设计；而此结构在布版时，能够将NMOSFET M1、M2的漏端经过L1连接到VDD，NMOSFET M1、M2的源端与PMOSFET M3、M4的源端相连接，PMOSFET M3、M4的漏端再经过L2连接到GND，由于NMOSFET与PMOSFET的互补性，即实现了“LC元件-NMOSFET-PMOSFET-LC元件”的电路/版图布局，版图的中心部分都是场效应管，无源元件位于上下两侧，大大降低布置版图的难度，绘制出来的版图也更为对称(中心对称)，有利于提高VCO的性能；同时，在该种版图布局下，版图中的走线更为紧凑，引入寄生参数更小，并且VDD和GND位于结构的最上端和最下端，布置电源线更为方便；另外，采用PMOSFET作为混频管、其闪烁噪声更小，使得电路噪声性能更优。
综上所述，本实施例的新型电流复用自混频压控振荡器在具有现有电流复用自混频压控振荡器的所有优点的同时，完美克服了现有电流复用自混频压控振荡器存在的版图布局困难、进而导致压控振荡器性能下降的问题。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (1)

1.一种低功耗自混频压控振荡器，由低频VCO和选频混频单元构成；其特征在于，
所述低频VCO由NMOS晶体管M1、NMOS晶体管M2、变容管Cvar和差分电感L1构成；其中，变容管Cvar和差分电感L1构成第一并联谐振网络、其谐振频率为基波频率f0，差分电感L1的中心抽头连接电源，变容管Cvar对称摆放、中心施加调谐电压；NMOS晶体管M1和M2构成交叉耦合对，第一并联谐振网络的两端分别连接于NMOS晶体管M1、M2的漏极；
所述选频混频单元由PMOS晶体管M3、PMOS晶体管M4、电容C1、电容C2、电容C3、差分电感L2、偏置电阻R1、偏置电阻R2构成；其中，所述电容C3与差分电感L2构成第二并联谐振网络、其谐振频率为3f0，差分电感L2中心抽头接地，第二并联谐振网络的两端分别连接于PMOS晶体管M3与M4的漏极；PMOS晶体管M3、M4的源极相连、并与NMOS晶体管M1、M2的源极相连；电容C1一端连接PMOS晶体管M3的栅极、另一端连接NMOS晶体管M1的漏极，电容C2一端连接PMOS晶体管M4的栅极、另一端连接连接于NMOS晶体管M2的漏极；PMOS晶体管M3、M4的栅极分别通过偏置电阻R1、R2施加偏置电压。
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