CN112637946A - 一种适用于大频偏的pss定时同步方法 - Google Patents

一种适用于大频偏的pss定时同步方法 Download PDF

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CN112637946A CN202011497274.8A CN202011497274A CN112637946A CN 112637946 A CN112637946 A CN 112637946A CN 202011497274 A CN202011497274 A CN 202011497274A CN 112637946 A CN112637946 A CN 112637946A
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Abstract

本发明属于移动通信技术领域，涉及5G系统下行同步过程；具体为一种适用于大频偏的PSS定时同步方法；所述同步方法包括将接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘；对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换，并计算变换后的峰值；遍历所有峰值找到同步点，得出小区组内号，完成主同步信号同步；本发明能够利用对信号做傅里叶变换时实质上对序列是增加负的指数阶这一特性来抵消信号在信道传输中增加的指数阶，实现在频偏较大的情况下同步。与现有的技术相比，本发明提出的同步方法能够明显提升在大频偏下的已有同步算法的性能。

Description

一种适用于大频偏的PSS定时同步方法
技术领域
本发明属于移动通信技术领域，涉及5G系统下行同步过程；具体为一种适用于大频偏的PSS定时同步方法。
背景技术
在无线通信中，符号和频率定时都会受到多径效应和多普勒偏移的影响。用户设备(User Equipment，UE)与基站之间建立下行通信的第一步是小区搜索。UE通过检测主同步信号(Primary Synchronization Signal，PSS)和辅同步信号(SecondarySynchronization Signal，SSS)，得到物理小区标识(Physical Cell Identifier，PCI)和时频同步。正交频分多址系统(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)，如长期演进系统(Long Term Evolution，LTE)或5G系统，对频率和定时误差很敏感。因此，建立精确的同步以避免性能损失非常重要。
5G系统的同步信号与LTE的同步信号之间存在一些差异。首先，将Zadoff-Chu序列应用于LTE系统中的同步信号，相比之下，5G系统采用m序列，其对时间和频率偏移更为鲁棒。
在5G系统中，主同步信号，辅同步信号和物理广播信道(Physical BroadcastChannel,PBCH)共同组合成一个SSB(SS/PBCH,SSB)块。5G系统采用的PSS序列由三组127个符号序列中的一个组成，并分配在每个SSB块的第一个符号和127个子载波上。为了提高小区组网能力，3GPP组织决定将物理小区ID的数目由LTE中的504个增加到1008个，再划分为336小区组，每个小区组包括3个组内小区；每个物理小区ID由组内号
Figure BDA0002842558020000011
和
Figure BDA0002842558020000012
唯一表示。
一个SSB块在频域上占用20个物理资源块(Physical Resource Block,PRB)，一个PRB占用12个子载波。在时域上一个SSB块占用4个正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing,OFDM)符号。如图1所示，PSS和SSS位于第1个和第3个符号的56～182号子载波上。映射关系如图2所示。在PSS和SSS的两侧分别有8个和9个子载波作为保护间隔。
然而，传统的PSS同步算法是将接收到的数据与本地的PSS进行相关，它的同步效果较好但是抗频偏能力很差；自相关算法虽然能够具有一些抗频偏性能，但是抗噪声性能非常差且不能计算出小区组内ID；分段相关算法本质上是利用分段来削弱频偏的累计影响力，但分段数的增加却会导致噪声项的叠加，在提升抗频偏能力的同时降低了算法的抗噪声性能。现有提出的大部分算法都尚未考虑大频偏下的算法同步性能，所以这方面算法性能有待提升。
发明内容
基于现有技术，本发明考虑到快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)对传统互相关算法的影响，对PSS定时同步算法进行改进，提出一种适用于大频偏的改进同步算法，即于一种适用于大频偏的PSS定时同步方法，所述同步方法包括将接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘；对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换，并计算变换后的峰值；遍历所有峰值找到同步点，得出小区组内号，完成主同步信号同步。
进一步的，所述将接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘表示为：
Figure BDA0002842558020000021
其中，T(v)表示共轭相乘结果，r(m)表示接收信号，
Figure BDA0002842558020000022
表示第t组本地PSS序列；m∈[1:M]，v∈[1:M-n]；n表示第t组本地PSS序列的长度，M表示接收信号的长度。
进一步的，所述对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换包括对采用互相关算法计算的共轭相乘结果进行快速傅里叶变换，将所述共轭相乘结果的求和项中的每一项乘以指数项；从而对接收信号进行频偏补偿。
进一步的，所述对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换得到二维矩阵，所述二维矩阵即快速傅里叶变换值的计算公式表示为：
Figure BDA0002842558020000031
其中，Bt(v,k)表示同步至接收序列第v点FFT得到的第k个快速傅里叶变换值，k＝0,1,…,N-1，N为快速傅里叶变换点数；
Figure BDA0002842558020000032
表示第t组中第i点本地生成的PSS序列的共轭；ε表示归一化频偏值；
Figure BDA0002842558020000033
表示噪声项。
进一步的，k＝ε时，即归一化频偏值为整数倍频偏时，能够完全消除频偏项；当归一化频偏值为小数倍频偏时，也将频偏值补偿至小数倍频偏0.5以内。
进一步的，所述遍历所有峰值找到同步点，得出小区组内号包括获取对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换后的二维矩阵；对所述二维矩阵执行一维搜索，对其中的所有峰值进行遍历，找到所述峰值最大时所对应的小区组内号和同步点，表示为
Figure BDA0002842558020000034
Ct(v)表示第t组本地PSS序列共轭相乘结果所对应的快速傅里叶变换的峰值；
Figure BDA0002842558020000035
表示估计的小区组内号；
Figure BDA0002842558020000036
表示估计得到的同步点。
进一步的，在接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘之前还包括设置出配置子载波间隔的参数集μ，记录参数集μ每个参数μ下所对应的小区组内号和同步点，对所有参数对应的不同小区组内号和不同同步点进行估计，选择出数据的最大峰值，得到所述最大峰值所对应的参数
Figure BDA0002842558020000037
从而得出估计的小区组内号
Figure BDA0002842558020000038
和估计的同步点
Figure BDA0002842558020000039
本发明的有益效果：
本发明是基于FFT的传统互相关算法改进的PSS同步方法，该方法能够利用对信号做傅里叶变换时实质上对序列是增加负的指数阶这一特性来抵消信号在信道传输中增加的指数阶，实现在频偏较大的情况下同步。与现有的技术相比，本发明提出的同步方法能够明显提升在大频偏下的已有同步算法的性能。
附图说明
图1是SSB块映射结构图；
图2是5G系统下行同步流程图；
图3是本发明实施例所采用的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法流程图；
图4是本发明实施例的峰值信号计算过程图；
图5是本发明优选实施例的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法流程图；
图6是本发明实施例中的PSS定时同步过程图；
图7是本发明实施例中的同步相关峰值图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在5G通信系统中，下行同步的流程如图2所示，用户终端UE开机，先进入PSS同步，得到
Figure BDA0002842558020000041
和同步点；然后进入SSS同步，得到
Figure BDA0002842558020000042
完成两种同步后，得到PCI，完成帧同步。
而本发明实施例中正是对其中的PSS同步过程进行改进，以下将对PSS定时同步过程进行详述。
图3是本发明实施例的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法流程图，如图3所示，所述同步方法包括：
101、将接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘；
PSS序列是一种特殊的物理层信号，用于无线帧同步，可以将接收信号与多组本地序列分别共轭相乘，得到每组本地PSS序列所对应的共轭相乘结果。
102、对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换，并计算变换后的峰值；
对每一组本地PSS序列所对应的共轭相乘结果进行快速傅里叶变换，可以得到一个二维矩阵，对这个二维矩阵进行一维搜索就可以得到每组本地PSS序列所对应的变换后的峰值结果。
103、遍历所有峰值找到同步点，得出小区组内号，完成主同步信号同步。
遍历所有分组的本地PSS序列所对应的峰值结果，确定峰值结果中的最大值，将该最大值所对应的小区组内号和同步点作为最终的主同步信号同步。
图4给出了本发明实施例的峰值信号计算过程图，对应本实施例的同步过程，如图4所示，所述计算过程主要包括：
将主同步信号PSS序列分组，将每一组的PSS序列xt(n)按照时间先后顺序分别与接收信号r(m)共轭相乘，将共轭相乘后的结果经过FFT变换，最FFT变换后的最大值即峰值信息，并记录该峰值的位置信息；记录完成当前分组的PSS序列所对应的峰值信息后，继续对下一分组的PSS序列采取上述方式处理，直到得到这若干分组中的峰值最大值，并按照峰值最大值得到对应的小区组内号以及同步点。
图5是本发明优选实施例的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法流程图，如图5所示，所述同步方法包括：
201、设置出配置子载波间隔的参数集，并将所述参数集中的参数初始化；
初始化参数集μ，令其中的参数μ＝0，5G中的参数μ用于配置子载波间隔：Δf＝2μ×15kHz；采用不同的参数μ可以得到不同子载波间隔的信号。
202、在初始化的参数下，将接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘；
本实施例中，可以对不同分组的本地PSS序列进行初始化，假设本地PSS序列包括多组主同步信号，初始化本地多组主同步信号PSS序列t＝0，其中第t组本地生成序列为xt(n)。
可以理解的是，所述参数集中的参数本领域技术人员可以根据实际需要进行设置，可以不限于本实施例所提供的几个参数值，所述本地PSS序列的分组也可以按照实际需要进行设置，本发明对此不作具体的限制。
203、对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换，并计算变换后的峰值；
将接收信号r(m)与第t组本地PSS序列xt(n)共轭相乘得到
Figure BDA0002842558020000051
其中，T(v)表示共轭相乘结果，r(m)表示接收信号，
Figure BDA0002842558020000052
表示第t组本地PSS序列的共轭；m∈[1:M]，v∈[1:M-n]；n表示第t组本地PSS序列的长度，M表示接收信号的长度。
在经过信道传输后，考虑加性高斯白噪声以及频率偏移对信号的影响，接收的时域信号可以表示为
Figure BDA0002842558020000061
其中s(n)为发送端发送的时域信号，ω(m)为加性高斯白噪声。
对矩阵Bt(v,k)执行一维搜索，记录峰值信息得到Cμ,t(v)，
Figure BDA0002842558020000062
下标μ指的是当前采用的配置子载波间隔的参数，下标t表示当前PSS序列的组内号，本发明中的峰值是经历了两层循环，内层循环主要是每个PSS序列分组t的所对应的峰值，外层循环主要是每个子载波间隔的参数μ所对应的峰值，v表示峰值所对应的位置。
204、遍历所有分组的PSS序列所对应的峰值，并得出当前参数下的小区组内号，完成主同步信号同步；
对上述过程得到的共轭相乘序列T(v)进行FFT变换，可以得到：
Figure BDA0002842558020000063
其中，Bt(v,k)表示同步至接收序列第v点FFT得到的第k个傅里叶变换值，k＝0,1,…,N-1，N为傅里叶变换点数。
因为PSS序列具有良好的自相关性以及较差的互相关性，所以当滑动相关至同步点时，自相关的峰值远大于互相关的结果，上式可写为：
Figure BDA0002842558020000064
可见经过FFT后的共轭相乘序列实质上就是在互相关算法在求和中每项都乘了一个指数项得到的结果，相当于是对接收信号进行了频偏补偿操作。当k＝ε时，即归一化频偏值为整数倍频偏时，能够完全消除频偏项；当归一化频偏值为小数倍频偏时，本发明也将频偏值补偿至小数倍频偏0.5以内，改变了传统互相关算法在频偏增大时无法同步的的缺陷。
比较与多组PSS序列同步后得到以当前μ值计算出的估计值
Figure BDA0002842558020000071
以及峰值
Figure BDA0002842558020000072
记录至
Figure BDA0002842558020000073
Figure BDA0002842558020000074
为相关估计得到的小区组内号
Figure BDA0002842558020000075
Figure BDA0002842558020000076
为估计得到的同步点。
205、更新所述初始化的参数，并返回步骤202，直至遍历完成参数集中的所有参数；
初始化时，参数μ＝0，本实施例更新所述参数，若μ<5则执行μ＝μ+1并继续执行上述步骤直至所有μ都取完，此时D数组中含有5个μ同步出的值。
206、求取参数集中的所有参数的小区组内号和同步点，并获取其中峰值最大时所对应的参数，确定出估计的小区组内号和估计的同步号。
比较D(μ)得到的5组不同μ值所对应的峰值θμ，记录并得到μ值，小区组内号
Figure BDA0002842558020000077
和定时同步点；取这些峰值中的最大值可得到估计的参数集
Figure BDA0002842558020000078
估计的小区组内号
Figure BDA0002842558020000079
和估计的同步点
Figure BDA00028425580200000710
图6为本实例中相关峰值图，由图可见小区组内号
Figure BDA00028425580200000711
同步点
Figure BDA00028425580200000712
本实施例以某运营商平台的移动用户为例，假设5G通信系统中，信道模型为高斯信道，其信道带宽为100MHz，载波中心频率为2565MHz，采样率为122.88MHz，小区组内号
Figure BDA00028425580200000713
为4，CP类型为常规CP，SSB的广播周期为20ms，SSB的波束个数为8个，接收信号长度选取1个子帧(122880点数据)。
图6给出了本发明实施例中的PSS定时同步过程，如图6所示，所述过程包括：
初始化参数μ＝0；
初始化参数集μ，假设
Figure BDA00028425580200000714
令其中的参数μ＝0，5G中的参数μ用于配置子载波间隔：Δf＝2μ×15kHz；采用不同的参数μ可以得到不同子载波间隔的信号。
初始化本地3组PSS序列x(n)，其中第t组为xt(n)，每组长度为4096点；
本实施例中，可以对不同分组的本地PSS序列进行初始化，假设本地PSS序列包括多组主同步信号，初始化本地多组主同步信号PSS序列t＝0，t∈{0,1,2}，其中第t组本地生成序列为xt(n)，(0≤n≤4096)，即假设每组本地PSS序列的长度为4096点。
步骤3、在经过信道传输后，考虑加性高斯白噪声以及频率偏移对信号的影响，接收的时域信号可以表示为
Figure BDA0002842558020000081
其中s(n)为发送端发送的时域信号，ω(m)为加性高斯白噪声。将接收信号r(m)与本地生成的第t组PSS序列xt(n)进行共轭相乘，可以得到
Figure BDA0002842558020000082
以每组本地PSS序列的长度为4096点为例，T(v)的点数可以达到118784点。
步骤4、对步骤3得到的序列T(v)进行FFT变换，可以得到
Figure BDA0002842558020000083
式中：Bt(v,k)表示同步至接收序列第v点FFT得到的第k个傅里叶变换值，k＝0,1,…,N-1，N为傅里叶变换点数。得到的Bt矩阵大小为118784×4096。
因为PSS序列具有良好的自相关性以及较差的互相关性，所以当滑动相关至同步点时，自相关的峰值远大于互相关的结果，上式可写为：
Figure BDA0002842558020000084
可见经过FFT后的共轭相乘序列实质上就是在互相关算法在求和中每项都乘了一个指数项得到的结果，相当于是对接收信号进行了频偏补偿操作。
对得到的Bt(n,k)取最大值
Figure BDA0002842558020000091
v∈[1,118784]
对Ct(v)进一步化简可得到：
Figure BDA0002842558020000092
由上式可见提升算法抗频偏性能的关键是余弦函数项。当k＝ε时，即归一化频偏值为整数倍频偏时，能够完全消除频偏项；当归一化频偏值为小数倍频偏时，如ε＝1.3时，经过改进算法补偿可得：|εF|＝ε-k＝0.3(k＝1)；当ε＝1.7时，经过改进算法补偿可得：|εF|＝ε-k＝0.3(k＝2)。本发明也将频偏值补偿至小数倍频偏0.5以内，可以利用PSS序列本身具有的抗频偏性能来抗频偏。改变了传统互相关算法在频偏增大时无法同步的的缺陷。
对得到的3组Ct(v)进行判决
Figure BDA0002842558020000093
Figure BDA0002842558020000094
为相关得到的小区组内号
Figure BDA0002842558020000095
Figure BDA0002842558020000096
为得到的同步点。
对得到的估计组的峰值
Figure BDA0002842558020000097
记录至D(μ)中，若μ<5则执行μ＝μ+1并继续执行上述步骤直至所有μ都取完，此时D数组中含有5个μ同步出的值，取最大峰值可得到估计的参数集
Figure BDA0002842558020000098
估计的小区组内号
Figure BDA0002842558020000099
和估计的同步点
Figure BDA00028425580200000910
图7为本实施例中相关峰值图，由图7可见小区组内号
Figure BDA00028425580200000911
同步点
Figure BDA00028425580200000912
本发明提出一种利用快速傅里叶变换对传统互相关算法进行改进的算法。改进算法对传统互相关算法的共轭相乘结果进行快速傅里叶变换变换，记录变换后的峰值，遍历所有峰值找到同步点，得出小区组内号，完成主同步信号同步。算法分析以及仿真结果表明，在频偏较大情况下，本发明相比传统算法极大的提升了大频偏下同步检测的性能，性能提升明显，检测性能稳定。
在本发明中，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“设置”、“连接”、“固定”、“旋转”等术语应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同物限定。

Claims (7)

1.一种适用于大频偏的PSS定时同步方法，其特征在于，所述同步方法包括将接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘；对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换，并计算变换后的峰值；遍历所有峰值找到同步点，得出小区组内号
Figure FDA0002842558010000011
完成主同步信号同步。
2.根据权利要求1所述的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法，其特征在于，所述将接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘表示为
Figure FDA0002842558010000012
其中，T(v)表示共轭相乘结果，r(m)表示接收信号，
Figure FDA0002842558010000013
表示第t组本地PSS序列；m∈[1:M]，v∈[1:M-n]；n表示第t组本地PSS序列的长度，M表示接收信号的长度。
3.根据权利要求1所述的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法，其特征在于，所述对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换包括对采用传统互相关算法计算的共轭相乘结果进行快速傅里叶变换，将传统互相关算法中共轭相乘后求和项中的每一项乘以指数项，以达到抵消信道中增加频偏的效果；从而对接收信号进行频偏补偿。
4.根据权利要求1或3所述的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法，其特征在于，所述对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换得到二维矩阵，所述二维矩阵即快速傅里叶变换值的计算公式表示为：
Figure FDA0002842558010000014
其中，Bt(v,k)表示滑动相关至接收序列第v点FFT得到的第k个快速傅里叶变换值，k＝0,1,…,N-1，N为快速傅里叶变换点数；s(v+i)表示第v+i点接收序列值；
Figure FDA0002842558010000015
表示第t组中第i点本地生成的PSS序列的共轭；ε表示归一化频偏值；
Figure FDA0002842558010000016
表示噪声项。
5.根据权利要求4所述的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法，其特征在于，k＝ε时，即归一化频偏值为整数倍频偏时，能够完全消除频偏项；当归一化频偏值为小数倍频偏时，也将频偏值补偿至小数倍频偏0.5以内。
6.根据权利要求1所述的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法，其特征在于，所述遍历所有峰值找到同步点，得出小区组内号包括获取对共轭相乘结果进行快速傅里叶变换后的二维矩阵；对所述二维矩阵执行一维搜索，对其中的所有峰值进行遍历，找到所述峰值最大时所对应的小区组内号和同步点，表示为
Figure FDA0002842558010000021
Ct(v)表示第t组本地PSS序列共轭相乘结果所对应的快速傅里叶变换的峰值；
Figure FDA0002842558010000022
表示估计的小区组内号；
Figure FDA0002842558010000023
表示得到的同步点；μ表示配置子载波间隔的参数。
7.根据权利要求1所述的一种适用于大频偏的PSS定时同步方法，其特征在于，在接收信号与不同分组的本地PSS序列共轭相乘之前还包括设置出配置子载波间隔的参数集μ，记录参数集μ每个参数μ下所对应的小区组内号和同步点，对所有参数对应的不同小区组内号和不同同步点进行估计，选择出最大峰值，得到所述最大峰值对应的参数
Figure FDA0002842558010000024
从而得出估计的小区组内号
Figure FDA0002842558010000025
和估计的同步点
Figure FDA0002842558010000026
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