CN112469144A - 一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，包括宽带输入匹配电路、可重构四波段输出匹配电路和多波段偏置电路，宽带输入匹配电路与可重构四波段输出匹配电路连接，多波段偏置电路分别与宽带输入匹配电路和可重构四波段输出匹配电路连接；可重构四波段输出匹配电路中分别插接有第一PIN二极管开关和第二PIN二极管开关；本发明利用单刀单掷PIN开关调节输出匹配网络结构，实现了四个频段处输出匹配网络的自由切换；实测结果表明在890MHz、2010MHz、945MHz、2600MHz时，可重构四波段功放的小信号增益均大于10.6dB，饱和输出功率大于38.7dBm，功率附加效率不低于33.4％；同时具有高平坦度的特点，整体电路结构简单。

Description

一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器

技术领域

本发明属于通信技术领域，尤其涉及一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器。

背景技术

随着无线通信系统的发展，不同工作频段和标准将并存，不同信号的工作模式是不一样的，这就要求通信系统中的器件都可以工作在多种模式下，功率放大器作为无线通信系统中的核心器件，这种需求给功放设计带来了很大挑战。对此，国内外科研工作者都在积极研究一种可满足不同频段要求的功率放大器，目前国内关于可重构的研究较少，但国外已经走在前沿，所以当下已成为我国科研在未来无线通信系统上的热点。当前研究的多波段可重构放大器的增益和效率较差，可重构电路设计和元器件值得计算较为复杂，所以可重构匹配电路理论需要不断地创新，电路结构需简化，所以在当今的研究中主要就是对上述的难点难题进行研究，研究出简单通用的匹配结构成为重点。

目前，现有技术中，2014年，徐谦等人用PIN开关控制匹配电路中电容的接入(图1)，设计了一款工作在1.75GHz、2.1GHz和2.6GHz的可重构多波段功率放大器，测试结果表明在三个频段内增益达到12～14dB。但其匹配电路是由接入固定电容值实现的，电路实现起来比较困难。

另外，现有技术利用基于SiC二极管的动态阻抗匹配网络设计了一款工作于685MHz和1.84GHz的可变负载双带功率放大器(图2)，工作频点下的饱和漏极效率可以达到75％和60％，10dB功率回退效率分别为43.5％和49.5％，采用具有6.5dB峰均比的宽带码分多址移动通信系统(WCDMA)信号测试其漏极效率分别为56％和54％，相邻信道功率比(ACPR)分别为-49dBc和-47.5dBc。但多波段可重构放大器的增益和效率较差，可重构电路设计和元器件值得计算较为复杂。

因此，为满足现代无线通信系统对多模式多频带功放的要求，本申请有必要设计一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，以解决上述技术问题。

发明内容

基于以上现有技术的不足，本发明所解决的技术问题在于提供一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，利用单刀单掷PIN开关调节输出匹配网络结构，实现了四个频段处输出匹配网络的自由切换。

为了解决上述技术问题，本发明通过以下技术方案来实现：

一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，包括宽带输入匹配电路、可重构四波段输出匹配电路和多波段偏置电路，所述宽带输入匹配电路与可重构四波段输出匹配电路连接，所述多波段偏置电路分别与宽带输入匹配电路和可重构四波段输出匹配电路连接；所述可重构四波段输出匹配电路中分别插接有第一PIN二极管开关和第二PIN二极管开关。

进一步地，所述可重构四波段输出匹配电路为双“π”型结构。

进一步地，所述可重构四波段输出匹配电路能够实现两个双波段的阻抗匹配，即四个不同频率f₁、f₂、f₃和f₄的阻抗匹配；所述可重构四波段输出匹配电路在开关闭合和断开状态时，均可等效为一个具有双特性阻抗的四分之一阻抗变换器；

假设四个频率分别为f₁、f₂、f₃和f₄，当开关S1和S2都断开时，该网络能够同时实现频率f₁和f₂的阻抗变换；而当开关S1和S2都闭合时，该匹配网络能够同时实现频率f₃和f₄的阻抗变换；因此，当S1和S2断开时，电导jB_S的表达式如式(1.1)：

jB_S＝jB_S1 (1.1)

当S1和S2闭合，电导jB_S的表达式如式(1.2)

jB_S＝jB_S1+jB_S2 (1.2)

其中，电路参数Z_S、θ_Si、jB_S可根据式(1.3)(1.4)求得，电路中的其余参数Z_S1、Z_S2、θ_S1和θ_S2需要用以上参数来求解。

进一步地，当S1、S2都断开时，所述可重构四波段输出匹配电路只能实现第一个波段f₁和f₂的阻抗匹配；其所求电路参数Z_S1、θ_S1和jB_S1只能满足第一个双波段中心频率分别为阻抗变换所需的电路参数，而需要实现第二组双波段的阻抗变换，需要闭合开关S1和S2；

由式(1.5)(1.6)可求出电路参数Z_S1、θ_S1和jB_S1，同样以上公式可以得出Z_S2、θ_S2和jB_S2；

由以上可知：

其中θ_f3，θ_f4的关系为：

θ_f3＝mθ_f4 (1.7)

以上的公式需要满足以下条件；

jB_S＝jB_S1+jB_S2 (1.8)

由此可知，Z_S1、θ_S1、jB_S1、Z_S2、θ_S2和jB_S2的具体参数，利用在主干电路上并联一段90°的微带线(在f₁、f₃处)来消除第二段频率的微带线的阻抗对第一个频率的影响，在f₁、f₃处短路枝节，最后构成可重构四波段频带阻抗变换结构。

由上，本发明提供的一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器至少具有如下有益效果：

1、本发明的可重构四波段输出匹配电路采用双“π”型结构，保持主干微带线不变，用PIN开关改变接入电路的微带线结构，使匹配电路工作在不同频段。

2、本发明的可重构四波段输出匹配电路由单刀单掷PIN开关控制，通过开关的切换，完成电路在四个频段的匹配。

3、本发明利用单刀单掷PIN开关调节输出匹配网络结构，实现了四个频段处输出匹配网络的自由切换；实测结果表明在890MHz、2010MHz、945MHz、2600MHz时，可重构四波段功放的小信号增益均大于10.6dB，饱和输出功率大于38.7dBm，功率附加效率不低于33.4％；同时具有高平坦度的特点，整体电路结构简单。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下结合优选实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍。

图1-图2为背景技术的示意图；

图3为本发明的原理示意图；

图4为本发明中可重构四波段输出匹配电路的简化结构示意图；

图5为本发明中可重构四波段输出匹配电路的开关S1、S2断开后的匹配电路示意图；

图6为本发明中可重构四波段输出匹配电路的开关S1、S2闭合时的匹配电路示意图；

图7为本发明中可重构四波段频带阻抗变换结构示意图；

图8为本发明中可重构四波段输出匹配电路的原理示意图；

图9为本发明中开关S1和S2断开匹配网络仿真结果图；

图10为本发明中开关S1和S2闭合匹配网络仿真结果图；

图11为本发明中两个PIN二极管开关断开时的仿真结果图；

图12为本发明中两个PIN二极管开关闭合时的仿真结果图；

图13本发明功放测试的结果图。

图中：1宽带输入匹配电路、2可重构四波段输出匹配电路、3多波段偏置电路、4第一PIN二极管开关、5第二PIN二极管开关。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本发明的具体实施方式，其作为本说明书的一部分，通过实施例来说明本发明的原理，本发明的其他方面、特征及其优点通过该详细说明将会变得一目了然。在所参照的附图中，不同的图中相同或相似的部件使用相同的附图标号来表示。

参照图3-图13，一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，包括宽带输入匹配电路1、可重构四波段输出匹配电路2和多波段偏置电路3，所述宽带输入匹配电路1与可重构四波段输出匹配电路2连接，所述多波段偏置电路3分别与宽带输入匹配电路1和可重构四波段输出匹配电路2连接；所述可重构四波段输出匹配电路2中分别插接有第一PIN二极管开关4和第二PIN二极管开关5。

其中，可重构四波段输出匹配电路2包括两个双波段Π型匹配网络和两个电路参数相同的加载线所组成，此匹配网络能够实现两个双波段的阻抗匹配，即：四个不同频率f₁、f₂、f₃和f₄的阻抗匹配。可重构双波段匹配网络在开关闭合和断开状态，均可等效为一个具有双特性阻抗的四分之一阻抗变换器，其简化结构如图4所示；

假设四个频率分别为f₁、f₂、f₃和f₄，当开关S1和S2都断开时，该网络能够同时实现频率f₁和f₂的阻抗变换；而当开关S1和S2都闭合时，该匹配网络能够同时实现频率f₃和f₄的阻抗变换；因此，当S1和S2断开时，电导jB_S的表达式如式(1.1)：

jB_S＝jB_S1 (1.1)

当S1和S2闭合，电导jB_S的表达式如式(1.2)

jB_S＝jB_S1+jB_S2 (1.2)

其中，电路参数Z_S、θ_Si、jB_S可根据式(1.3)(1.4)求得，电路中的其余参数Z_S1、Z_S2、θ_S1和θ_S2需要用以上参数来求解。

当S1、S2都断开时，所述可重构四波段输出匹配电路只能实现第一个波段f₁和f₂的阻抗匹配；为了便于分析，将电路简化如图5所示，以上所求电路参数Z_S1、θ_S1和jB_S1只能满足第一个双波段中心频率分别为阻抗变换所需的电路参数，而需要实现第二组双波段的阻抗变换，需要闭合开关S1和S2；闭合后的四波段匹配网络结构图如图6所示；

由式(1.5)(1.6)可求出电路参数Z_S1、θ_S1和jB_S1，同样以上公式可以得出Z_S2、θ_S2和jB_S2；

由以上可知：

其中θ_f3，θ_f4的关系为：

θ_f3＝mθ_f4 (1.7)

以上的公式需要满足以下条件；

jB_S＝jB_S1+jB_S2 (1.8)

由此可知，Z_S1、θ_S1、jB_S1、Z_S2、θ_S2和jB_S2的具体参数，利用在主干电路上并联一段90°的微带线(在f₁、f₃处)来消除第二段频率的微带线的阻抗对第一个频率的影响，在f₁、f₃处短路枝节，最后构成可重构四波段频带阻抗变换结构，如图7所示。

其中，如图8所示，所述可重构四波段输出匹配电路2为双“π”型结构，保持主干微带线不变，用PIN开关改变接入电路的微带线结构，使匹配电路工作在不同频段。

本实施例中，可重构四波段输出匹配电路2主要由单刀单掷PIN开关、945/2600MHz匹配电路和890/2010MHz匹配电路组成，由单刀单掷PIN开关控制，通过开关的切换，完成电路在四个频段的匹配。

如图9-10所示，开关处于断开的时候，945MHz和2600MHz的S21接近为零，S11远远小于-15dB；在开关S1和S2闭合后，890MHz和2100MHz的S21较断开时增大一点，但也接近为0，这是由于插入了PIN二极管，导致了插损的增大，S11也远远小于-15dB,所以设计的可重构多波段匹配网络能够通过控制PIN二极管的开与断，通过这样来实现四个不同的波段的阻抗匹配。

如图3所示，该可重构四波段功率放大器的整体电路中包含交流信号和直流信号，因此需要适当调整PIN开关和偏置电路的位置。本实施例中，将PIN开关接在匹配电路中电容的后面且与地相连，同时匹配电路的电容也隔绝了PIN开关对偏置电压的影响。

其中，通过两个射频PIN二极管开关的插入输出匹配电路中，由于二极管开关的低插损特性，这样就可以降低PIN二极管对可重构多波段匹配电路的影响，在进行ADS仿真时，需要不断地对微带线参数进行调谐处理，以达到最大的输出功率和功率附加效率。

通过对PIN开关接入电压的正反来控制射频开关的“开与断”，来实现对功放的可重构型。开关导通时，PIN二极管的电流为12mA，开关关断时，PIN二极管两端电压差为零。当PIN二极管断开时，功放工作于945MHz和2600MHz频段，如图11所示，在945MHz处，功放的饱和输出功率接近42dBm，53.2％的功率附加效率和12.5dB的饱和增益；在2.6GHz处，功放的饱和输出功率为41dBm，50.3％的功率附加效率和13.3dB的饱和增益。

如图12所示，当二极管处于闭合状态时，功放工作890MHz和2010MHz频段。将图11和图12比较，可以明显看出开关闭合后功放性能较于断开后有一定的恶化，这是由于插入了PIN二极管，SMP1322的插入隔离度在20dB左右，在电路中存在寄生参数等原因造成的。

将本实施例的可重构四波段功放进行测试，测试时，设置偏置电压为-2.9V，电源电压为28V，输入信号为28dBm。

如图13所示，测得结果表明：实测在945MHz处，功放的饱和输出功率接近39.4dBm，且在饱和输出功率下的功率附加效率为33.6％，饱和增益为10.6dB；在2.6GHz处，功放的在饱和输出功率为39.5dBm时的功率附加效率为38.1％，饱和增益为10.9dB；在890MHz时，在39.7dBm的饱和输出功率下的功率附加效率为33.6％，增益为10.7dB；在2.01GHz时，饱和输出功率为38.7dBm，在此输出功率下的功率附加效率为34.2％，增益为10.7dB。且在各个频段内的增益平坦度均小于±1，表明该功放线性度良好，可以高功率高效率的工作在各个频段内。由于功放在制版测试调试的过程中，存在不可避免的误差，所以实测的参数数据比仿真的数据较差，在可接受的范围内。

综上所述，本发明涵括GSM900、TD-SCDMA、LTE-FDD和IMT-2020频段，也就是2G、3G、4G和5G频段，其功放指标如下：

工作频率：890MHz、2010MHz、945MHz、2600MHz；

饱和输出功率：各个频段接近10W；

功率附加效率：各个频段大于40％；

增益：各个频段大于11dB。

表1可重构功放性能对比

根据对比分析可知，从多波段可重构功放设计的复杂度、输出功率和功率附加效率比较来说，本实施例采用PIN二极管插入可重构四波段输出匹配电路，并且提出T型和Π型混合结构的多波段可重构功放的输出匹配结构更加高效率。

以上所述是本发明的优选实施方式而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和变动，这些改进和变动也视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，其特征在于，包括宽带输入匹配电路、可重构四波段输出匹配电路和多波段偏置电路，所述宽带输入匹配电路与可重构四波段输出匹配电路连接，所述多波段偏置电路分别与宽带输入匹配电路和可重构四波段输出匹配电路连接；所述可重构四波段输出匹配电路中分别插接有第一PIN二极管开关和第二PIN二极管开关。

2.如权利要求1所述的一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，其特征在于，所述可重构四波段输出匹配电路为双“π”型结构。

3.如权利要求2所述的一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，其特征在于，所述可重构四波段输出匹配电路能够实现两个双波段的阻抗匹配，即四个不同频率f₁、f₂、f₃和f₄的阻抗匹配；所述可重构四波段输出匹配电路在开关闭合和断开状态时，均可等效为一个具有双特性阻抗的四分之一阻抗变换器；

假设四个频率分别为f₁、f₂、f₃和f₄，当开关S1和S2都断开时，该网络能够同时实现频率f₁和f₂的阻抗变换；而当开关S1和S2都闭合时，该匹配网络能够同时实现频率f₃和f₄的阻抗变换；因此，当S1和S2断开时，电导jB_S的表达式如式(1.1)：

jB_S＝jB_S1 (1.1)

当S1和S2闭合，电导jB_S的表达式如式(1.2)

jB_S＝jB_S1+jB_S2 (1.2)

其中，电路参数Z_S、θ_Si、jB_S可根据式(1.3)(1.4)求得，电路中的其余参数Z_S1、Z_S2、θ_S1和θ_S2用以上参数来求解。

4.如权利要求3所述的一种基于移动基站的可重构四波段功率放大器，其特征在于，当S1、S2都断开时，所述可重构四波段输出匹配电路只能实现第一个波段f₁和f₂的阻抗匹配；其所求电路参数Z_S1、θ_S1和jB_S1只能满足第一个双波段中心频率分别为阻抗变换所需的电路参数，而需要实现第二组双波段的阻抗变换，需要闭合开关S1和S2；

由式(1.5)(1.6)可求出电路参数Z_S1、θ_S1和jB_S1，同样以上公式可以得出Z_S2、θ_S2和jB_S2；

由以上可知：

其中θ_f3，θ_f4的关系为：

θ_f3＝mθ_f4 (1.7)

以上的公式需要满足以下条件；

jB_S＝jB_S1+jB_S2 (1.8)

由此可知，Z_S1、θ_S1、jB_S1、Z_S2、θ_S2和jB_S2的具体参数，利用在主干电路上并联一段90°的微带线(在f₁、f₃处)来消除第二段频率的微带线的阻抗对第一个频率的影响，在f₁、f₃处短路枝节，最后构成可重构四波段频带阻抗变换结构。

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