CN112448902A

CN112448902A - 一种新型发射机iq失衡估计和补偿方法及装置

Info

Publication number: CN112448902A
Application number: CN201910800658.3A
Authority: CN
Inventors: 周海然; 杨利; 鲍东山
Original assignee: Shanghai Nufront Electronic Technology Co ltd
Current assignee: Shanghai Nufront Electronic Technology Co ltd
Priority date: 2019-08-28
Filing date: 2019-08-28
Publication date: 2021-03-05
Anticipated expiration: 2039-08-28
Also published as: CN112448902B

Abstract

本发明公开了一种新型发射机IQ失衡估计和补偿方法及装置，包括计算IQ两路的幅度增益比值，根据IQ两路幅度增益比值求得幅度失衡并进行幅度失衡补偿；计算IQ两路的相位失衡并进行补偿；计算IQ两路的直流失衡并进行补偿，本发明提供的IQ失衡估计和补偿方法及装置能够精确求得幅度、相位、直流失衡的值，并且功耗低，效率高。

Description

一种新型发射机IQ失衡估计和补偿方法及装置

技术领域

本发明属于通信领域，尤其涉及一种新型发射机IQ失衡估计和补偿方法及装置。

背景技术

电子通信系统中，IQ失衡的校正是关系到信号峰均比和解调Ber的关键因素，在发射机中，由于载波相位可能存在的失衡，数字模拟转换器DAC及其它器件可能存在的直流失衡，功率放大器PA和其它器件可能存在的增益失衡，导致发射信号不正交，继而使信号峰均比和解调Ber降低。对此，业界提出了很多种IQ失衡的估算和补偿技术，以此提高信号发射和接收的质量。

目前，业界普遍应用的IQ失衡的估算和补偿技术大部分是工作在OFDM 环境中的，因其自带FFT模块，对于要求芯片面积小成本低、功耗低无FFT模块的应用场景，这种校正方法并不适合。对于低功耗的应用场景，一般采用查找表的方法进行校正，但是查找表的方法精度较低。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种新型发射机IQ失衡估计和补偿方法及装置，适用于芯片面积小成本低、功耗低无FFT模块的应用场景，能够精确求得幅度、相位、直流失衡的值并进行补偿，并且功耗低，用时短。

一种新型发射机IQ失衡估计和补偿方法，包括：

幅度失衡补偿，计算IQ两路的幅度增益比值，根据IQ两路的幅度增益比值求得幅度失衡并进行幅度失衡补偿；

相位失衡补偿，计算IQ两路的相位失衡并进行补偿；

直流失衡补偿，计算IQ两路的直流失衡并进行补偿。

进一步的，所述计算IQ两路的幅度增益比值，包括：

IQ两路信号进行平方环运算，经平方环运算后输出信号中包括直流、频率ω₁的成分、频率2ω₁的成分及频率包括2ω_c的成分；所述ω₁为发射的测试信号频率，所述ω_c为载波频率；

平方环运算后的输出进行低通滤波，通过模拟低通滤波器滤除频率为2ω_c的成分；

模拟低通滤波器的输出进行模数转换得到数字信号，对所述数字信号进行降采样；

对降采样后的信号进行高通滤波，滤除ω₁及直流，高通滤波后的信号只包含2ω₁的成分；

根据高通滤波后的信号，计算I路和Q路信号幅度平方，根据I路和Q路幅度平方比值求得幅度失衡。

所述计算得到I路幅度平方，包括：

I路发送信号x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为0；

将第一参考信号与高通后的输出相乘，经过数字低通滤波器，滤除频率为 4ω₁的成分，得到第一相关值cor_{1_dc}；

将第二参考信号与高通后的输出相乘，经过数字低通滤波器，滤除频率为 4ω₁的成分，得到第二相关值cor′_{1_dc}；

根据所述第一相关值、第二相关值求得I路幅值平方A²：

所述计算得到Q路幅度平方，包括：

I路发送信号为0，Q发送信号为x_BBQ＝ksin(ω₁t)；

根据所述第一相关值、第二相关值得到Q路幅值平方B²：

进一步的，所述根据I路和Q路幅度平方比值求得幅度失衡为：

所述计算IQ两路的相位失衡，包括：

I路发送信号x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号x_BBQ＝ksin(ω₁t)时，信号经平方环、模拟低通滤波器，降采样后经过高通滤波器，计算IQ两路信号经过高通滤波器输出信号的幅值平方C²；

根据A²及C²计算相位失衡

所述计算IQ两路的直流失衡，包括：

I路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为0，信号经平方环和模拟低通滤波器，降采样后经过带通滤波器，滤除2ω₁及直流，只留下ω₁成分；

计算IQ两路信号经过带通滤波器输出信号的幅值平方D²；

根据A²及D²计算I路直流失衡：

对所直流失衡进行方向判断。

一种新型发射机IQ失衡估计和补偿装置，其特征在于，包括：

幅度失衡补偿模块，用于计算发射机IQ的幅度失衡并进行幅度补偿；

相位失衡补偿模块，用于计算发射机IQ的相位失衡并进行相位补偿；

直流失衡补偿模块；用于计算发射机IQ的直流失衡并进行直流补偿；

所述幅度失衡补偿模块，包括模拟估计单元及第一数字估计单元，幅度补偿单元；

所述相位失衡补偿模块，包括模拟估计单元及第一数字估计单元，相位失衡计算单元，相位补偿单元；

所述直流失衡补偿模块，包括模拟估计单元及第二数字估计单元，直流补偿单元。

所述模拟估计单元，包括平方环和模拟低通滤波器；

所述模拟低通滤波器，用于滤除平方环运算后的输出信号中频率为2ω_c的成分。

所述第一数字估计单元，用于进行幅度失衡和相位失衡估计中幅值计算，包括：

模数转换器，用于将模拟单元输出信号转换成数字信号；

降采样器，用于所述数字信号进行降采样；

高通滤波器，对降采样后的信号进行高通滤波，滤除ω₁及直流，输出信号中只包括2ω₁的成分；

幅度计算器，通过相关的方法计算高通滤波器的输出信号的幅度。

所述幅度计算器，包括：

乘法单元，用于将所述高通滤波器输出信号分别与第一参考信号，和第二参考信号进行点乘；

数字低通滤波器，用于将乘法单元的输出信号进行滤波，滤除频率为4ω₁的成分；

计算单元，用于基于数字低通滤波器的两路输出信号计算得到幅度失衡am；

所述幅度补偿单元，用于将幅度失衡am与发送的Q路基带信号相乘，完成补偿幅度失衡。

所述相位失衡计算单元，用于当I路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为x_BBQ＝ksin(ω₁t)，根据幅度计算器计算幅值平方C²；

所述相位失衡计算单元，用于根据A²及C²计算相位失衡：

所述第二数字估计单元，用于进行直流失衡估计计算，包括：

模数转换器，用于将模拟单元输出信号转换成数字信号；

降采样器，用于所述数字信号进行降采样；

带通滤波器，滤除降采样后的输出信号中频率为2ω₁及直流的成分，输出信号只包括ω₁成分；

幅度计算器，通过相关的方法计算带通滤波器的输出信号的幅度；

直流计算器，用于令I路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为0，IQ 两路信号经模拟估计单元，及第二数字估计单元后输出信号，计算输出信号的幅值平方D²；根据A²及D²计算I路直流失衡：

所述直流计算器还用于，令I路发送信号为0，Q路发送信号为，计算得到 Q路直流。

所述第二数字估计单元，还包括：

直流方向判断单元，用于对计算出的I路直流和Q路直流进行方向判断，假设直流方向为正，令I路发送信号中减去直流失衡，再次求得直流失衡，如果再次求得的直流大于第一次求得的直流，则表明直流方向为负，否则为正。

与最接近的现有技术相比，本发明提供的技术方案具有以下有益效果：

1、本发明提出的一种新型发射机IQ失衡估计和补偿方法及装置，适用于芯片面积小、成本低、无FFT模块的应用场景，能够精确求得幅度、相位、直流失衡的值，IQ失衡估计和补偿精度高。

2、功耗低，面积少，本发明中所用的大部分资源可以复用，如模拟估计单元及第一数字估计单元；处理的数据数率较低，无须FFT或者矩阵求逆运算，且幅度计算中对通过相关的方法计算出幅值，计算准确。

3、耗时短，整个运算仅需要几千个时钟周期，对比传统LMS方法来说时间短得多，效率高。

为了上述以及相关的目的，一个或多个实施例包括后面将详细说明并在权利要求中特别指出的特征。下面的说明以及附图详细说明某些示例性方面，并且其指示的仅仅是各个实施例的原则可以利用的各种方式中的一些方式。其它的益处和新颖性特征将随着下面的详细说明结合附图考虑而变得明显，所公开的实施例是要包括所有这些方面以及它们的等同。

说明书附图

图1是本发明实施例提供的一种新型发射机IQ失衡估计和补偿方法流程图；

图1a是本发明实施例提供的IQ两路的幅度增益比值计算方法流程图；

图1b是本发明实施例提供的幅度计算方法流程图；

图2是本发明实施例提供的一种新型发射机IQ失衡估计和补偿装置组成框图。

具体实施方式

以下描述和附图充分地示出本发明的具体实施方案，以使本领域的技术人员能够实践它们。其他实施方案可以包括结构的、逻辑的、电气的、过程的以及其他的改变。实施例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的组件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施方案的部分和特征可以被包括在或替换其他实施方案的部分和特征。本发明的实施方案的范围包括权利要求书的整个范围，以及权利要求书的所有可获得的等同物。在本文中，本发明的这些实施方案可以被单独地或总地用术语“发明”来表示，这仅仅是为了方便，并且如果事实上公开了超过一个的发明，不是要自动地限制该应用的范围为任何单个发明或发明构思。

实施例一

本实施例提供了一种新型发射机IQ失衡估计和补偿方法，如图1所示，包括：

S101.幅度失衡补偿，计算IQ两路的幅度增益比值；进一步的，所述计算 IQ两路的幅度增益比值，如图1a所示，包括以下步骤：

S101a.IQ两路信号经过滤波器和混频(Mixer)；混频后的信号经过平方环运算；具体的，令I路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为0，经过平方环后I路的输出为：

其中w₁为发射的测试信号频率，w_c为载波频率，k为测试信号的幅度；

将上式进一步展开：

可见，经平方环运算后I路输出信号中包括直流：

频率ω₁的成分：α²kδ_Icos(w₁t)

频率2ω₁的成分：

频率约为2ω_c的成分：

同理，令I路发送信号为0，Q发送信号为x_BBQ＝ksin(ω₁t)，经过平方环后的输出为：

经平方环运算后Q路输出信号中包括直流：

频率ω₁的成分：β²δ_Qksin(w₁t)

频率2ω₁的成分：

频率约为2ω_c成分：

S101b.进行模拟低通滤波，通过模拟的低通滤波器LPF滤除频率约为2ω_c的成份；

经过模拟低通滤波器的I路输出信号为：

经过模拟低通滤波器的Q路输出信号为：

可见，经过低通滤波器，信号包括直流、频率ω₁的成分和频率2ω₁的成分；

S101c.进行AD转换得到数字信号，对数字信号进行降采样(Decimate):

对ADC后的数据进行降采样，减少后续需要处理的数据量；根据想要的精度和的面积确定降采样倍数，降采样倍数越高则所需资源越少，但估算的精度会降低；本实施例中选择降采样到I路或Q路发送的基带信号的采样率的1/32。

S101d.经高通滤波器(Highpass Filter)，滤除ω₁及直流，只留下2ω₁的成分；

所述高通滤波器为串行处理的滤波器，阶数越高则滤波的结果越好，但是面积越大，综合考虑本实施例中选择阶数为40阶的高通滤波器；

经过高通滤波器后的I路信号为：

经过高通滤波器后的Q路信号为：

S101e.进行幅度计算，得到I路和Q路幅度平方，求得幅度失衡；

经过降采样后的数据量已经非常少，并且发射的用于测试的IQ信号ω₁是已知的，该测试信号可以设为一个周期16个采样点；本发明使用相关的方案，采用参考信号与高通滤波器后的输出进行点乘，再滤波的方法，这种方法不仅资源少，而且功耗低。

以I路发送信号x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为0，为例说明点乘与滤波的过程，如图1b所示，幅度计算包括以下步骤：

1)将第一参考信号

与高通后的输出

相乘，其中

为参考信号与

相位差，所述相位误差

是未知的：

2)经过数字低通滤波器，所述数字低通滤波器阶数为8，滤除频率为4ω₁的成分，可得到：

3)将

再与第二参考信号

相乘：

4)输出信号经过数字低通滤波器，滤除频率为4ω₁的成分，可得到：

5)求得幅度；

将cor_{1_dc}代入cor′_{1_dc}，且令

得：

上式中，

(1+(cot45^o)²),

均为不变的标量；直流值： cor′_{1_dc},cor_{1_dc}，在步骤2和步骤4之后求得；

步骤5可总结为：

同理，I路发送信号为0，Q发送信号为x_BBQ＝ksin(ω₁t)，得到

计算幅度失衡Amp mi smatch为

S101f.将幅度失衡am与发送的Q路基带信号相乘，即可补偿幅度失衡。

S102.相位失衡补偿，计算IQ两路的相位失衡Phase mismatch；

S102a.计算I路发送信号x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号x_BBQ＝ksin(ω₁t) 经步骤S101a-S101d后的输出为：

S102b.经步骤S101e计算

幅度

S102c.计算相位失衡pm；

因此，相位失衡为：

S102d.根据相位失衡的值对Q路进行补偿；

计算得到相位失衡量pm＝sin(θ)，对发送的信号进行校正，根据相位失衡量调节pll，将Q路基带信号上变频要乘的载波由sin(ω_ct)变为sin(ω_ct+θ)。

S103.直流失衡补偿，计算IQ两路的相位失衡DC mismatch；

S103a.令I路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为0，则经过步骤 S101a-S101b平方环和模拟低通后的输出为：

S103b.经步骤S101c降采样后的数据，经过带通滤波器(Bandpass Filter)，滤除2ω₁及直流，只留下ω₁成分：

S103c.经过步骤S101e幅度计算求出

的幅度：

D²＝α²δ_Ik

S103d.求出I路

直流；

步骤S101e中x_{I_hp}幅度

为：

利用幅度的比值，即可求出I路直流：

S103e.判断直流方向；

步骤S103d求得直流是开方的运算，因此需要判断直流的方向：

假设直流方向为正，令I路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)-δ_I，重复 S103a-S103d，再次求得直流并与第一次得到的直流值进行比较，如果再次求得的直流大于第一次求得的直流，则表明直流方向为负，否则为正；

基于同样的计算方法，经过步骤S103a-S103e，令I路发送信号为0，Q 路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)，可得到δ_Q

Q路进行直流方向判断。

S103f.直流失衡补偿

IQ两路各自减去计算出的直流值即可补偿。

实施例二

本实施例提供了一种新型发射机IQ失衡估计和补偿装置，如图2所示，包括：

幅度失衡补偿模块210，用于计算发射机IQ的幅度失衡并进行幅度补偿；

相位失衡补偿模块220，用于计算发射机IQ的相位失衡并进行相位补偿；

直流失衡补偿模块230；用于计算发射机IQ的直流失衡并进行直流补偿；

所述幅度失衡补偿模块210，包括模拟估计单元211及第一数字估计单元 212，幅度补偿单元213；

具体的，所示模拟估计单元211包括：平方环211a和模拟低通滤波器211b；

IQ两路信号经过滤波器和混频(Mixer)，混频后的信号经过平方环，令I 路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)Q路发送信号为0，经过平方环X²后I路的输出为：

其中ω₁为发射的测试信号频率，ω_c为载波频率；

同样，令I路发送信号为0，Q发送信号为x_BBQ＝ksin(ω₁t)

经平方环运算后，I路输出信号中包括直流，频率ω₁的成分，频率2ω₁的成分及频率包括2ω_c、ω₁及w_c的成分，具体计算过程与实施例一中相同，在此不再赘述。

所述模拟低通滤波器211b，用于将平方环运算后的输出信号滤除频率中的部份通过模拟的低通(LPF)去除频率约为2ω_c的成份；

经过低通滤波器的I路、Q路信号包括直流、频率ω₁的成分和频率2ω₁的成分。

所述第一数字估计单元212包括：

用于进行幅度失衡和相位失衡估计中幅值计算，包括：

模数转换器212a，用于将模拟单元输出信号转换成数字信号。

降采样器212b，用于对ADC后的数字信号进行降采样，减少后续需要处理的数据量；根据想要的精度和的面积确定降采样倍数，降采样倍数越高则所需资源越少，但估算的精度会降低；本实施例中选择降采样到I路或Q路发送的基带信号的采样率的1/32。

高通滤波器212c，该滤波器为串行处理的滤波器，滤除ω₁及直流成分，输出信号中只包括2ω₁的成分；

所述高通滤波器212c为串行处理的滤波器，阶数越高则滤波的结果越好，但是面积越大，综合考虑，本实施例中选择阶数为40阶的高通滤波器；

经过高通滤波器后的I路信号为：

经过高通滤波器后的Q路信号为：

幅度计算器212d，通过相关的方法计算高通滤波器的输出信号的幅度，得到幅度的平方A²；

所述幅度计算器212d包括：

乘法单元212d1，用于将所述高通滤波器输出信号分别与第一参考信号，和第二参考信号进行点乘；

I路发送信号x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为0；

将第一参考信号

与高通后的输出

相乘；

将

与第二参考信号

相乘：

数字低通滤波器212d2，用于将乘法单元212d1的输出信号进行滤波，滤除频率为4ω₁的成分；

本实施例中，选取数字低通滤波器212d2阶数为8；

所述第一参考信号高通后的输出

相乘经数字低通滤波器212d2得到：

所述第二参考信号高通后的输出

相乘经数字低通滤波器212d2得到：

计算单元212d3，用于基于数字低通滤波器212d2的两路输出信号计算得到幅度失衡am：

同理，I路发送信号为0，Q发送信号为x_BBQ＝ksin(ω₁t)，得到

所述计算单元212d3，还用于计算幅度失衡Amp mismatch

幅度补偿单元213，用于将am与发送的Q路基带信号相乘，完成补偿幅度失衡。

所述相位失衡补偿模块220，包括模拟估计单元211及第一数字估计单元 212，相位失衡计算单元223，相位补偿单元224；

进一步的，所述相位补偿单元I路发送信号x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号 x_BBQ＝ksin(ω₁t)，经所述模拟估计单元211及第一数字估计单元212后的输出为：

经所述幅度计算器212d后计算幅度为

所述相位失衡计算单元223，根据幅度计算器212d后计算幅度比值，计算相位失衡：

相位补偿单元224，用于根据相位失衡的值对Q路进行补偿；

所述直流失衡补偿模块230，包括模拟估计单元211及第二数字估计单元 232，直流补偿单元233；

所述第二数字估计单元232，用于进行直流失衡估计计算，包括：

模数转换器232a，用于将模拟估计单元211输出信号转换成数字信号；

I路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)，Q路发送信号为0，则经过步骤模拟估计单元211后的输出为：

降采样器232b，用于对ADC后的数字信号进行降采样，减少后续需要处理的数据量；

带通滤波器232c(Bandpass Filter)，滤除2ω₁及直流，只留下ω₁成分：

幅度计算器幅度212d，计算求出

的幅度：D²＝α²δ_Ik

直流计算器232e，x_{I_hp}的幅度为

利用幅度的比值，即可求出I路直流

I路发送信号为0，Q路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)，可得到δ_Q

直流方向判断单元232f，直流计算器232e求得直流是开方的运算，因此需要判断直流的方向：

假设直流方向为正，令I路发送信号为x_BBI＝kcos(ω₁t)-δ_I，重复 S103a-S103d，再次求得直流并与第一次得到的直流值进行比较，如果再次求得的直流大于第一次求得的直流，则表明直流方向为负，否则为正。

直流补偿单元233根据I路直流和Q路直流失衡估计值进行补偿。

除非另外具体陈述，术语比如处理、计算、运算、确定、显示等等可以是一个或更多个理或者计算系统、或类似设备的动作和/或过程，所述动作和/或过程将表示为处理系统的寄存器或存储器内的物理(如电子)量的数据操作和转换成为类似地表示为处理系统的存储器、寄存器或者其他此类信息存储、发射或者显示设备内的物理量的其他数据。信息和信号可以使用多种不同的技术和方法中的任何一种来表示。例如，在贯穿上面的描述中提及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片可以用电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子或者其任意组合来表示。

应该明白，公开的过程中的步骤的特定顺序或层次是示例性方法的实例。基于设计偏好，应该理解，过程中的步骤的特定顺序或层次可以在不脱离本公开的保护范围的情况下得到重新安排。所附的方法权利要求以示例性的顺序给出了各种步骤的要素，并且不是要限于所述的特定顺序或层次。

在上述的详细描述中，各种特征一起组合在单个的实施方案中，以简化本公开。不应该将这种公开方法解释为反映了这样的意图，即，所要求保护的主题的实施方案需要清楚地在每个权利要求中所陈述的特征更多的特征。相反，如所附的权利要求书所反映的那样，本发明处于比所公开的单个实施方案的全部特征少的状态。因此，所附的权利要求书特此清楚地被并入详细描述中，其中每项权利要求独自作为本发明单独的优选实施方案。

本领域技术人员还应当理解，结合本文的实施例描述的各种说明性的逻辑框、模块、电路和算法步骤均可以实现成电子硬件、计算机软件或其组合。为了清楚地说明硬件和软件之间的可交换性，上面对各种说明性的部件、框、模块、电路和步骤均围绕其功能进行了一般地描述。至于这种功能是实现成硬件还是实现成软件，取决于特定的应用和对整个系统所施加的设计约束条件。熟练的技术人员可以针对每个特定应用，以变通的方式实现所描述的功能，但是，这种实现决策不应解释为背离本公开的保护范围。

结合本文的实施例所描述的方法或者算法的步骤可直接体现为硬件、由处理器执行的软件模块或其组合。软件模块可以位于RAM存储器、闪存、ROM 存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、移动磁盘、CD-ROM 或者本领域熟知的任何其它形式的存储介质中。一种示例性的存储介质连接至处理器，从而使处理器能够从该存储介质读取信息，且可向该存储介质写入信息。当然，存储介质也可以是处理器的组成部分。处理器和存储介质可以位于 ASIC中。该ASIC可以位于用户终端中。当然，处理器和存储介质也可以作为分立组件存在于用户终端中。

对于软件实现，本申请中描述的技术可用执行本申请所述功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器单元并由处理器执行。存储器单元可以实现在处理器内，也可以实现在处理器外，在后一种情况下，它经由各种手段以通信方式耦合到处理器，这些都是本领域中所公知的。

上文的描述包括一个或多个实施例的举例。当然，为了描述上述实施例而描述部件或方法的所有可能的结合是不可能的，但是本领域普通技术人员应该认识到，各个实施例可以做进一步的组合和排列。因此，本文中描述的实施例旨在涵盖落入所附权利要求书的保护范围内的所有这样的改变、修改和变型。此外，就说明书或权利要求书中使用的术语“包含”，该词的涵盖方式类似于术语“包括”，就如同“包括，”在权利要求中用作衔接词所解释的那样。此外，使用在权利要求书的说明书中的任何一个术语“或者”是要表示“非排它性的或者”。