CN112434401A - 一种mosfet栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，将受到干扰的栅源电压划分为干扰动态分量以及稳态分量；根据干扰动态分量以及稳态分量建立栅源电压的动态响应模型，用于预测高频大功率变换器中，MOSFET栅源电压的干扰尖峰和振荡，具备简洁的数学表征和直观的物理意义。

Description

一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型

技术领域

本发明涉及一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型。

背景技术

随着材料技术的进步，采用SiC、GaN等宽禁带半导体材料生成的功率MOSFET具有耐压高、开关速度快的优势，然而，这一优势却迫使漏源电压和电流的变化率变得更高，严重影响了栅源电压的稳定性。功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)在使用中，漏源电压和电流的剧烈变化通过米勒电容反射，导致栅源电压受到干扰出现尖峰和振荡，影响栅源电压稳定性，降低MOSFET寿命甚至直接引起MOSFET失效，严重制约着电力电子装置性能提升，威胁着电力电子装置的安全可靠运行。

为抑制栅源电压干扰，首先应当理解其产生机理。为此，国内外学者采用数学建模的思路，对栅源电压干扰的机理进行了深入探讨。在简单机理模型分析方面，这些模型分析着眼于确定开关速度的关键限制因素，结果表明，对于宽禁带器件，在桥臂结构中限制其开关速度的两个主要因素是栅极驱动能力和栅源电压干扰问题，进而依据电压变化率、驱动电阻和结电容等效电路估算了干扰引起的栅源电压最大变化值；例如参考文献[1]、[2]以及[3]；

在参考文献[4]中详细介绍了10kV SiC MOSFET在开关瞬态时的表征，指出在导通瞬态中，栅源电压干扰的正向尖峰将可能产生击穿电流，且由于该击穿电流的存在，增大导通电流和导通损耗；在关断瞬态中，栅源电压干扰的负向尖峰在超过允许范围时将会导致器件性能退化。在此基础上，讨论了对栅源电压的干扰和对开关速度的限制，并在极端情况下，即假设通过器件的米勒电容的所有电流都对其栅源电容进行充电时，通过结电容等效电路估算最大栅源电压变化幅度；

上述的机理模型解释了栅源电压干扰的本质原因，为改进栅极驱动器、消除干扰、提高开关速度提供了概念性依据；然而，尚未考虑影响SiC MOSFET动态特性的关键杂散参数，如栅极内阻、驱动回路电感和功率回路电感等，栅源电压干扰机理尚不完备。

在复杂机理模型分析方面：

参考文献[5]中建立了一个连续器件的电路分析模型，对桥臂结构下高压增强型GaN晶体管的栅源电压干扰导致的误导通现象进行了研究：首先建立了考虑高压增强型GaN晶体管的非线性I-V和C-V特性器件模型；然后，将器件特性与各种电路参数相结合，建立了电路级模型；最后将分段切换过程模型和PSpice仿真相比，证明该模型获得了更精确的分析结果；

参考文献[6]中基于GaN器件的桥臂电路，考虑所有的电路寄生参数，分析并建立数学模型，对栅源电压干扰造成的误导通现象进行了全面的定量分析，为工程实践中GaN基变换器的器件选择、PCB设计和调试提供了准确的参考，可用来评估、判断误导通问题的发生；

参考文献[7]中面向工程实际中常见桥臂结构电路的杂散参数，基于MOSFET等效结电容模型、戴维南定理和叠加原理，并考虑MOSFET体二极管反向恢复、漏源电压变化的非线性以及驱动回路电感的影响，研究提出了一种栅源电压干扰分析模型，由变换器的寄生参数明确对应表示；

参考文献[8]中不仅引入了宽禁带器件的结电容等效电路，还考虑了驱动回路电感和功率回路电感的影响，建立了用于栅源电压干扰机理分析的六阶模型；

综上所述，这些复杂的机理模型考虑了多种电路杂散参数，能够计算获得串扰引发的电压尖峰值。但是，这些复杂的机理模型，仅考虑干扰引发的电压尖峰，缺乏对干扰振荡的解释说明；而且，在建模过程中，引入了过多非主导杂散参数。因此，利用这些复杂的机理模型，尚难以直接面向工程应用，给出考虑栅压应力的设计指导原则；降低SiC MOSFET栅压应力的方法尚未完全融入大功率变流系统设计中。因此如何在保证采用SiC MOSFET器件的功率变流系统的安全稳定性的前提下，最大限度的发挥出SiC MOSFET器件的性能优势仍是一项具有挑战的工作。

因此，一种简洁、直观、准确的栅源电压干扰的机理模型用于预测栅源电压受到干扰后的动态过程和振荡情况成为宽禁带器件应用的关键。

参考文献：

[1]ZHANG Z,ZHANG W,WANG F,et al.Analysis of the Switching SpeedLimitation of Wide Band-Gap Devices in a Phase-Leg Configuration:2012IEEEEnergy Conversion Congress and Exposition(ECCE)[C].Raleigh,USA:15-20Sep.2012.

[2]CHEN Z.Characterization and Modeling of High-Switching-SpeedBehavior ofSiC Active Devices[D].Virginia Polytechnic Institute,2009.

[3]NGUYEN B,ZHANG X,FERENCZ A,et al.Analytic model for power MOSFETturn-off switching loss under the effect of significant current diversion atfast switching events:2018IEEE Applied Power Electronics Conference andExposition(APEC)[C].

[4]JI S,ZHENG S,WANG F,et al.Temperature-Dependent Characterization,Modeling,and Switching Speed-Limitation Analysis of Third-Generation 10-kVSiC MOSFET[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2018,33(5):4317-4327.

[5]XIE R,WANG H,TANG G,et al.An Analytical Model for False Turn-OnEvaluation of High-Voltage Enhancement-Mode GaN Transistor in Bridge-LegConfiguration[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2017,32(8):6416-6433.

[6]ZHU T,ZHUO F,ZHAO F,et al.Quantitative Model-Based False Turn-onEvaluation and Suppression for Cascode GaN Devices in Half-BridgeApplications[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2019,34(10):10166-10179.

[7]LI R,ZHU Q,XIE M.A New Analytical Model for Predicting dv/dt-Induced Low-Side MOSFET False Turn-ON in Synchronous Buck Converters[J].IEEETransactions on Power Electronics,2019,34(6):5500-5512.

[8]CHEN J,LUO Q,HUANG J,et al.Analysis and Design of an RC SnubberCircuit to Suppress False Triggering Oscillation for GaN Devices in Half-Bridge Circuits[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2020,35(3):2690-2704.

发明内容

本发明要解决的技术问题，在于提供一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，该数学模型非常简洁、直观，并且可以有效预测栅源电压受到干扰后的干扰尖峰和干扰振荡情况。

本发明是这样实现的：一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，将受到干扰的栅源电压划分为干扰动态分量以及稳态分量；

根据干扰动态分量以及稳态分量建立栅源电压的动态响应模型。

进一步地，所述干扰动态分量包含动态功率回路传递函数以及动态驱动回路传递函数，所述稳态分量为不考虑干扰的理想情况，具体包含稳态驱动回路传递函数；所述动态响应模型进一步具体为：

式中，v_GS(s)表示栅源电压的复频域形式，G_o(s)表示动态功率回路传递函数，G_i(s)表示动态驱动回路传递函数，G_d(s)表示稳态驱动回路传递函数，v_dis表示脉冲电压干扰源，v_GS*表示驱动芯片输出的驱动信号，s为复频域。

进一步地，所述动态功率回路传递函数G_o(s)，其解析表达式为：

式中：L_o表示功率回路电感，所述功率回路电感L_o包括MOS引脚电感L_d、引线电感L_s以及杂散电感L_σ，即L_o＝L_d+L_σ+L_s，R_o表示功率回路电阻，包括PCB引线电阻、MOSFET的导通电阻，C_oss为MOSFET输出电容，s为复频域。

进一步地，所述动态驱动回路传递函数G_i(s)，其解析表达式为：

式中，R表示驱动回路电阻，R_g表示MOSFET栅极内电阻，C_rss和C_iss表示MOSFET结电容，C_a表示栅源极并联辅助电容，L_i表示驱动回路电感，包括栅极引脚寄生电感L_g以及源极引脚上的驱动回路电感L_s，s为复频域。

进一步地，所述稳态驱动回路传递函数G_d(s)，其解析表达式为：

式中，R表示驱动回路电阻，R_g表示MOSFET栅极内电阻，C_iss表示MOSFET结电容，C_a表示栅源极并联辅助电容，s为复频域。

本发明具有如下优点：本发明基于等效结电容模型，通过建立栅源电压的动态响应模型，并采用时域特性法和频域特性法，建立一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，描述栅源电压响应高速开关干扰源的动态过程，揭示栅源电压振荡的耦合感应机理。数学模型表征简洁，物理意义直观，并且可以有效预测栅源电压受到干扰后的干扰尖峰和干扰振荡情况，拟合栅源电压的负向尖峰和随之而来的高频振荡。本发明提出的数学模型为实际工程应用中栅源电压干扰的解决方案研究和工程产品应用提供理论基础，可以大量的简化计算时间，提高设计效率。

附图说明

下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的说明。

图1为根据本发明一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型的传递函数示意图；

图2为根据本发明实施例的电力电子装置中桥臂结构组成示意图；

图3为根据本发明实施例的桥臂结构中的栅源电压干扰问题对应的时序图；

图4为根据本发明实施例的桥臂结构中的等效电路图及其等效简化电路图；

图5为根据本发明实施例的栅源电压干扰动态模型的解析表达式得出的等效电路图；

图6为栅源电压干扰的传递函数幅值示意图；

图7为基于同步BUCK变换器的栅源电压干扰实测波形图；

图8为基于同步BUCK变换器的栅源电压干扰实测波形与模型预测波形对照结果示意图；

图9为图8中漏源电压上升过程与下降过程的放大波形图。

具体实施方式

本发明分别建立功率回路模型和驱动回路模型，采用时域特性法和频域特性法，描述栅源电压响应高速开关干扰源的动态过程，揭示栅源电压振荡的耦合感应机理。本发明的MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型可以有效预测栅源电压受到干扰后的干扰尖峰和干扰振荡情况。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

下面将参照附图描述根据本发明实施例提出的一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型。

如图1所示，栅源电压干扰传递函数包括动态分量和稳态分量两部分，其中动态分量即脉冲电压干扰源v_dis通过功率回路和驱动回路干扰路径对栅源电压v_GS产生扰动的部分；稳态分量，即不考虑干扰的理想情况下，驱动信号v_GS*经过驱动电阻R，对栅源电压的充放电过程。

图2为根据本发明实施例的电力电子装置中桥臂结构组成示意图。在本实施例中，为了更好地阐述本发明提出的数学模型，以分析AC-DC变换器中桥臂电路的高频脉冲干扰路径为例，说明从具体电力电子电路中获得本发明所述数学模型的具体实施方式。如图2所示，将电路划分为功率回路和驱动回路。功率回路由直流侧的高频解耦电容C_DC正极出发，经过上管Q_H的漏极和源极，到达下管Q_L的漏极和源极，最终回到解耦电容C_DC负极；驱动回路由驱动芯片正输出端出发，经过功率器件的栅极、源极后，回到驱动芯片负输出端。

图3为根据本发明实施例的桥臂结构中的栅源电压干扰问题对应的时序图。在本实施例中，为简便起见，将着重研究下管Q_L的栅源电压干扰情况，上管Q_L的栅源电压干扰与其类似。如图3所示，从t₀时刻开始，上管Q_H的PWM信号S_H由高电平变为低电平，Q_H干扰Q_L栅源电压v_GS的过程如下所述。

t₀-t₁期间，t₀时刻，上管Q_H的PWM信号S_H由高电平变为低电平。Q_H关断迫使Q_L的漏源极电压v_DS从V_DC减小到0。在这一阶段，Q_L的栅源电压v_GS扰动由漏源极电压v_DS的降低引起，并进一步降低，产生负向电压尖峰。

t₁-t₂期间，t₁时刻，Q_L漏源电压v_DS降低到0。在这一阶段，v_DS的高频振荡将激励Q_L栅源电压v_GS产生高频振荡，振荡持续到t₂时刻，Q_L栅源电压v_GS返回到关断偏置电压V_EE。

t₂-t₃期间,由于仍然处于上下管的死区时间之内，因此，Q_L栅源电压v_GS保持在负向关断偏置电压V_EE不变，直到下管Q_L的PWM信号S_L由低电平变为高电平。

t₃-t₄期间,t₃时刻，下管Q_L的PWM信号S_L由低电平变为高电平。驱动电压通过驱动电阻为下管Q_L的输入电容C_iss充电，栅源电压v_GS从负向关断偏置电压V_EE上升到正向导通偏置电压V_CC。

t₄-t₅期间，下管Q_L的栅源电压v_GS维持在正向导通偏置电压V_CC，Q_L的沟道具有低阻抗，负载电流流过MOSFET的沟道(或反并联二极管)，直到下管Q_L开始关断。

t₅-t₆期间，t₅时刻，下管Q_L的PWM信号S_L由高电平变为低电平。驱动电压通过驱动电阻为下管Q_L的输入电容C_iss放电，栅源电压v_GS从正向导通偏置电压V_CC开始下降，到t₆时刻，v_GS降低到负向关断偏置电压V_EE。

t₆-t₇期间，由于仍然处于上下管的死区时间之内，因此，Q_L栅源电压v_GS保持在负向关断偏置电压V_EE不变，MOSFET的沟道已经关断，负载电流通过寄生二极管续流，直到上管Q_H开始导通。

t₇-t₈期间，t₇时刻，上管Q_H的PWM信号S_H由低电平变为高电平，Q_H导通迫使Q_L的漏源极电压v_DS从0增大到V_DC。在这一阶段，Q_L的栅源电压v_GS扰动由漏源极电压v_DS的升高引起，产生正向电压尖峰。

t₈-t₉期间，t₈时刻，Q_L漏源电压v_DS升高到V_DC。在这一阶段，v_DS的高频振荡将激励Q_L栅源电压v_GS产生高频振荡，振荡持续到t₉时刻，Q_L栅源电压v_GS返回到负向关断偏置电压V_EE。进入新的稳态过程，直到下一周期开始，上管Q_H的PWM信号S_H由高电平变为低电平。

图4为根据本发明实施例的桥臂结构中的等效电路图及其等效简化电路。在本实施例中，为简便起见，忽略脉冲电流引入的干扰，首先考虑外部电压干扰源的影响，同时桥臂下管Q_L采用器件的结电容等效电路代替。图4可用于分析暂态过程中图3中的栅源电压干扰情况。在本发明实施例中，仅考虑高于开关频率的高频干扰分量，为此，在驱动信号v_GS*置零的前提下，单独研究干扰源v_dis到栅源电压v_GS的干扰路径，得到等效简化电路。

其中，所述等效简化电路中，记结电容C_ds上的电压为v_ds，结电容C_gd与C_gs之间的点位为v_m，Z为驱动回路电阻R与栅极并联辅助电容C_a的并联阻抗，即

Z_m为驱动回路等效阻抗，即

根据得到的等效简化电路，可以得到从干扰源v_dis到栅源电压v_GS的动态分量传递函数。

其中，

而在不考虑高频干扰的理想情况下，即驱动信号v_GS*经过驱动电阻R，对栅源电压并联辅助电容C_a和SiCMOSFET的输入电容C_iss充放电，此时可得到稳态驱动回路传递函数G_d(s),其解析表达式为：

同时考虑干扰动态分量，由叠加原理可知，栅源电压的完整表达式为：

根据本发明实施例中得到的栅源电压的完整表达式，可以对栅源电压的时域波形和频谱分布情况进行预测。

图5为根据本发明实施例的栅源电压干扰动态模型的解析表达式得出的等效电路图。为了便于分析功率回路、驱动回路不同参数的作用，有针对性的优化PCB设计和布局，将栅源电压干扰动态模型的解析表达式作图5表示。图5展示了栅源电压干扰的数学模型。从图中可以清楚地得到功率回路传递函数、驱动回路传递函数、栅源电压干扰解析表达式，即为上述所得到的公式。

图6为根据本发明实施例的栅源电压干扰的传递函数幅值。在本发明实施例中，选取典型的MOSFET器件暂态特性参数，对栅源电压干扰情况进行频域分析，其中输入电容C_iss＝2120pF，输出电容C_oss＝116pF，反向电容C_rss＝13pF，栅极内部电阻R_g＝3Ω，取栅源极辅助并联电容C_a＝1pF，驱动电阻R＝10Ω。功率回路电感L_o＝50nH，功率回路杂散电阻R_o＝1Ω，驱动回路电感L_i＝10nH，由此可得到图6所对应的栅源电压干扰的传递函数幅值。

根据图6可以得出，功率回路传递函数G_o(s)具有较高的谐振峰，经过驱动回路传递到栅源电压，由于驱动回路传递函数G_i(s)在高频段的衰减较低，因此，最终在被动管的栅源极形成幅值较高的高频电压振荡。

功率回路传递函数G_o(s)具有标准二阶系统特性。由传递函数G_o(s)容易得到，功率回路无阻尼自振荡频率为：

功率回路阻尼比为：

由自动控制原理可知，功率回路传递函数G_o(s)的谐振频率ω_ro和相对谐振峰值M_ro可以由阻尼自振荡频率、阻尼比得到：

由所述功率阻尼比可知，功率回路电感L_o越大，功率回路阻尼比ξ_o越小，对振荡的抑制能力越低。根据所述功率回路无阻尼自振荡频率公式可知，相对谐振峰值M_ro会随之增大，最终传导进入栅源电压的高频振荡干扰分量幅值也将会随之增大。MOSFET的输出电容C_oss变大将会提高功率回路阻尼比ξ_o，进而降低栅源电压振荡干扰分量的幅值。

一般情况下，C_oss约为pF等级，L_o约为nH等级，因此功率回路阻尼极小，

由此可得到：

由以上表达式可知，栅源电压的高频振荡频率由功率回路电感L_o和SiC MOSFET的输出电容C_oss唯一确定。在实际应用中，对于特定的SiC MOSFET，通过查看其对应datasheet中输出电容C_oss值，提取功率回路中电感L_o值，即可大致估算杂散振荡的频率，进而加以抑制。

综上所述，高速开关下，MOSFET受桥臂上另一个MOSFET电压变化干扰，经过杂散电感及自身结电容传递，使栅源电压受到干扰。功率回路的杂散电感与MOSFET输出电容谐振，导致了栅源电压的振荡。

图7为桥臂结构电路中栅源电压干扰实测波形。本发明实施例是为了验证本发明所提及方法的正确性，实验验证使用MOSFET：IMZ120R030M1H，驱动电阻R＝7.5Ω，栅源极并联辅助电容C_a＝2nF，直流电压V_DC＝400伏特。栅源电压v_GS测量采用100MHz带宽的电压探头Yokogawa 700924；漏源电压v_DS测量采用100MHz带宽的电压探头Tektronix THDP0100。采用500MHz带宽的数字示波器Tektronix DPO3054。

在图7中，v_DS为下管Q_L的漏源电压波形，v_GS为下管Q_L的栅源电压波形。可见，当漏源电压v_DS变化时，栅源电压v_GS受到干扰，不能稳定钳位于负向关断偏置电压。

图8为桥臂结构电路中栅源电压干扰实测波形与模型预测波形对照结果。在本发明实施例中，仍然选取典型的MOSFET：IMZ120R030M1H，根据其提供的datasheet中相关参数:输入电容C_iss＝2120pF，输出电容C_oss＝116pF，反向电容C_rss＝13pF，栅极内部电阻R_g＝3Ω。在本实施例中，取栅源极辅助并联电容C_a＝1pF，驱动电阻R＝7.5Ω，功率回路电感L_o＝50nH，功率回路杂散电阻R_o＝1Ω，驱动回路电感L_i＝10nH。将以上相关参数代入本发明中权利要求2所述记及干扰动态分量的栅源电压完整表达式，采用计算软件matlab 2017在simulink中对栅源电压干扰的时域波形进行预测计算，即可得出采用本发明所述模型的预测结果。与此同时，将图7中实际测量的实验结果，存储csv格式波形；最后，用simulink读取实测结果，在同一scope下输出对照波形。从图8可以看出，模型预测结果复现了实验所得结果，且其正负向尖峰与实测波形基本一致。

图9为图8中漏源电压上升过程与下降过程的放大波形；在图9中，从上升过程的放大波形可以看出，随着漏源电压v_DS的快速上升，原本钳位于负向关断偏置电压的栅源电压v_GS，出现正向尖峰。当漏源电压v_DS完全上升到V_DC时，栅源电压v_GS仍然没有返回负向关断偏置电压，而是继续升高，进入振荡阶段。随着时间的推移，振荡的能量逐渐被驱动回路的阻性部分消耗殆尽，振荡阶段结束。模型预测结果与实验测量结果的对照显示，忽略更高频的测量噪声，本发明所提出的一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型对栅源电压干扰过程中的尖峰和振荡均具有较好的预测作用；采用该方法可以拟合栅源电压的正向尖峰和随之而来的高频振荡。

从下降过程的放大波形可以看出，随着漏源电压v_DS的快速下降，原本钳位于负向关断偏置电压的栅源电压v_GS，出现负向尖峰。当漏源电压v_DS完全下降到0伏特时，栅源电压v_GS仍然没有返回负向关断偏置电压，而是继续降低，进入振荡阶段。随着时间的推移，振荡的能量逐渐被驱动回路的阻性部分消耗殆尽，振荡阶段结束。模型预测结果与实验测量结果的对照显示，忽略更高频的测量噪声，本文所提出的一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，对栅源电压干扰过程中的尖峰和振荡均具有较好的预测作用；仿真和实验充分证明采用该方法可以准确预测受高频脉冲干扰后，MOSFET栅源电压产生的负向尖峰，以及随之而来的高频振荡。

本发明一种实施方式：

本发明MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，包括：

将受到干扰的栅源电压划分为干扰动态分量以及稳态分量；根据干扰动态分量以及稳态分量建立栅源电压的动态响应模型。

所述干扰动态分量包含动态功率回路传递函数以及动态驱动回路传递函数，所述稳态分量为不考虑干扰的理想情况，具体包含稳态驱动回路传递函数；所述动态响应模型进一步具体为：

式中，v_GS(s)表示栅源电压的复频域形式，G_o(s)表示动态功率回路传递函数，G_i(s)表示动态驱动回路传递函数，G_d(s)表示稳态驱动回路传递函数，v_dis表示脉冲电压干扰源，v_GS*表示驱动芯片输出的驱动信号，s为复频域。

所述动态功率回路传递函数G_o(s)，其解析表达式为：

式中：L_o表示功率回路电感，所述功率回路电感L_o包括MOS引脚电感L_d、引线电感L_s以及杂散电感L_σ，即L_o＝L_d+L_σ+L_s，R_o表示功率回路电阻，包括PCB引线电阻、MOSFET的导通电阻，C_oss为MOSFET输出电容，s为复频域。

所述动态驱动回路传递函数G_i(s)，其解析表达式为：

式中，R表示驱动回路电阻，R_g表示MOSFET栅极内电阻，C_rss和C_iss表示MOSFET结电容，C_a表示栅源极并联辅助电容，L_i表示驱动回路电感，包括栅极引脚寄生电感L_g以及源极引脚上的驱动回路电感L_s，s为复频域。

所述稳态驱动回路传递函数G_d(s)，其解析表达式为：

式中，R表示驱动回路电阻，R_g表示MOSFET栅极内电阻，C_iss表示MOSFET结电容，C_a表示栅源极并联辅助电容，s为复频域。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。

Claims (5)

1.一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，其特征在于：

将受到干扰的栅源电压划分为干扰动态分量以及稳态分量；

根据干扰动态分量以及稳态分量建立栅源电压的动态响应模型。

2.根据权利要求1所述的一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，其特征在于：所述干扰动态分量包含动态功率回路传递函数以及动态驱动回路传递函数，所述稳态分量为不考虑干扰的理想情况，具体包含稳态驱动回路传递函数；所述动态响应模型进一步具体为：

式中，v_GS(s)表示栅源电压的复频域形式，G_o(s)表示动态功率回路传递函数，G_i(s)表示动态驱动回路传递函数，G_d(s)表示稳态驱动回路传递函数，v_dis表示脉冲电压干扰源，v_GS*表示驱动芯片输出的驱动信号，s为复频域。

3.根据权利要求2所述的一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，其特征在于：所述动态功率回路传递函数G_o(s)，其解析表达式为：

式中：L_o表示功率回路电感，所述功率回路电感L_o包括MOS引脚电感L_d、引线电感L_s以及杂散电感L_σ，即L_o＝L_d+L_σ+L_s，R_o表示功率回路电阻，包括PCB引线电阻、MOSFET的导通电阻，C_oss为MOSFET输出电容，s为复频域。

4.根据权利要求2所述的一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，其特征在于：所述动态驱动回路传递函数G_i(s)，其解析表达式为：

式中，R表示驱动回路电阻，R_g表示MOSFET栅极内电阻，C_rss和C_iss表示MOSFET结电容，C_a表示栅源极并联辅助电容，L_i表示驱动回路电感，包括栅极引脚寄生电感L_g以及源极引脚上的驱动回路电感L_s，s为复频域。

5.根据权利要求2所述的一种MOSFET栅源电压响应高频脉冲干扰的数学模型，其特征在于：所述稳态驱动回路传递函数G_d(s)，其解析表达式为：

式中，R表示驱动回路电阻，R_g表示MOSFET栅极内电阻，C_iss表示MOSFET结电容，C_a表示栅源极并联辅助电容，s为复频域。

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