CN112385078B - 电介质波导管滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明提供电介质波导管滤波器(101)，具备：四个以上的多个电介质波导管谐振器，沿着信号传输的主耦合路径配置；以及多个主耦合部，分别设置于多个电介质波导管谐振器中的沿着主耦合路径而相邻的电介质波导管谐振器彼此之间。而且，多个主耦合部由电感性耦合部和电容性耦合部构成，电感性耦合部与电容性耦合部沿着主耦合路径交替地重复配置。通过该结构，以较少的谐振器的级数使从通过区域到高频区域范围内的衰减特性变得急剧，并且抑制在比通过频带低的低频区域出现的寄生响应。

Description

电介质波导管滤波器

技术领域

本发明涉及具有多个电介质波导管谐振器的电介质波导管滤波器。

背景技术

例如在专利文献1中公开了具有多个电介质波导管谐振器的电介质波导管滤波器。该专利文献1中记载的电介质波导管滤波器在谐振器间构成耦合部，以使相邻的电介质波导管谐振器彼此耦合。

在如专利文献1所示那样的将多个电介质波导管谐振器排列而相邻的电介质波导管谐振器彼此耦合的电介质波导管滤波器中，能够构成如下的副耦合路径，沿着主耦合路径相邻的电介质波导管谐振器耦合，并且按照主耦合路径的顺序越过多个电介质波导管谐振器而进行耦合。

专利文献1：国际公开第2018/012294号

以往，构成上述主耦合路径的谐振器间的耦合使用电感性耦合，但若主耦合路径仅通过电感性耦合构成，则在从通过区域到高频区域范围内的衰减特性变得平缓。因此，在从通过区域到高频区域范围内的衰减特性需要急剧性的情况下，需要增多要进行耦合的谐振器的级数，其结果为，通过频带中的插入损失增大。

虽然还考虑了上述主耦合路径由电容性耦合构成，但在该情况下，伴随着电容性耦合，在比通过频带低的低频区域出现寄生响应。

发明内容

因此，本发明的目的在于，提供一种电介质波导管滤波器，以较少的谐振器的级数使从通过区域到高频区域范围内的衰减特性变得急剧，并且抑制了在比通过频带低的低频区域出现的寄生响应。

作为本发明的一例的电介质波导管滤波器的特征在于，具备：四个以上的多个电介质波导管谐振器，沿着信号传输的主耦合路径配置；以及多个主耦合部，分别设置于上述多个电介质波导管谐振器中的沿着上述主耦合路径而相邻的电介质波导管谐振器彼此之间，上述多个主耦合部由电感性耦合部和电容性耦合部构成，上述电感性耦合部与上述电容性耦合部沿着上述主耦合路径交替地重复配置。

根据上述结构的电介质波导管滤波器，由于在主耦合路径包含电容性耦合部，因此以较少的谐振器的级数，在从通过区域到高频区域范围内得到急剧的衰减特性。并且，电容性耦合的电介质波导管谐振器沿着主耦合路径未连续2级以上，因此，即沿着主耦合路径，电容性耦合部由电感性耦合部夹着，因此不会显著出现因电容性耦合引起的低次模式的激振，并进行抑制。因此，抑制在比通过频带低的低频区域出现的寄生响应。

根据本发明，能够获得如下电介质波导管滤波器，即：以较少的谐振器的级数使从通过区域到高频区域范围内的衰减特性变得急剧，并且抑制了在比通过频带低的低频区域出现的寄生响应。

附图说明

图1的(A)是第一实施方式的电介质波导管滤波器101的外观立体图，图1的(B)是表示电介质波导管滤波器101的内部构造的透视立体图。

图2的(A)是表示输入输出用接线柱和输入输出用焊盘的结构的放大立体图，图2(B)是表示非贯通接线柱3U、3L的结构的放大立体图。

图3的(A)是表示电介质波导管滤波器101所具备的四个电介质波导管谐振器部分的立体图，图3的(B)是表示电介质波导管滤波器101所具备的主耦合部和副耦合部的立体图。

图4是安装电介质波导管滤波器101的电路基板90的局部立体图。

图5的(A)、图5的(B)是表示构成电介质波导管滤波器101的四个谐振器的耦合构造的图。

图6的(A)、图6的(B)是表示电介质波导管滤波器101的反射特性和通过特性的频率特性的图。

图7的(A)、图7的(B)是具备相邻的两个电介质波导管谐振器R1、R2的谐振系统的示意图。

图8是表示将图2的(B)所示的非贯通接线柱3简化后的非贯通接线柱所形成的电容性耦合部的构造的透过立体图。

图9是表示在横轴取非贯通接线柱3的深度、在纵轴取谐振频率时的各谐振模式的特性的图。

图10的(A)是第二实施方式的电介质波导管滤波器102的外观立体图，图10的(B)是表示电介质波导管滤波器102的内部构造的透视立体图。

图11的(A)、图11的(B)是表示构成本实施方式的电介质波导管滤波器102的八个谐振器的耦合构造的图。

图12是表示电介质波导管滤波器102的反射特性和通过特性的频率特性的图。

图13的(A)是第三实施方式的电介质波导管滤波器103A的外观立体图，图13的(B)是表示电介质波导管滤波器103A的内部构造的透视立体图。

图14的(A)是第三实施方式的其他的电介质波导管滤波器103B的外观立体图，图14的(B)是表示电介质波导管滤波器103B的内部构造的透视立体图。

图15的(A)是第三实施方式的另一其他的电介质波导管滤波器103C的外观立体图，图15的(B)是表示电介质波导管滤波器103C的内部构造的透视立体图。

图16的(A)、图16的(B)是表示构成第四实施方式的电介质波导管滤波器104A的6个谐振器的耦合构造的图。

图17的(A)、图17的(B)是表示构成第四实施方式的其他的电介质波导管滤波器104B的6个谐振器的耦合构造的图。

图18的(A)是第五实施方式的电介质波导管滤波器105的外观立体图，图18的(B)是表示电介质波导管滤波器105的内部构造的透视立体图。

图19是第六实施方式的移动电话基站的框图。

具体实施方式

以后，参照附图列举几个具体的例子，表示用于实施本发明的多个方式。在各图中对同一部位标注相同的附图标记。考虑到要点的说明或者理解的容易性，为了便于说明实施方式而分开地表示不同的实施方式，但也可以进行不同的实施方式所示的结构的局部性替换或者组合。在第二实施方式之后，省略与第一实施方式相同的事项的记述，仅说明不同的点。特别是，对于基于相同结构的相同作用效果，不按每个实施方式依次提及。

《第一实施方式》

图1的(A)是第一实施方式的电介质波导管滤波器101的外观立体图，图1的(B)是表示电介质波导管滤波器101的内部构造的透视立体图。图2的(A)是表示上述输入输出用接线柱和输入输出用焊盘的结构的放大立体图，图2的(B)是表示上述非贯通接线柱3U、3L的结构的放大立体图。另外，图3的(A)是表示电介质波导管滤波器101所具备的四个电介质波导管谐振器部分的立体图，图3的(B)是表示电介质波导管滤波器101所具备的主耦合部和副耦合部的立体图。

该电介质波导管滤波器101构成为长方体状的电介质块1。电介质块1例如是将电介质陶瓷、水晶、树脂等加工成立方体形状而得到的部件。在电介质块1的底面形成有输入输出用焊盘5A、5B。在电介质块1形成有从输入输出用焊盘5A、5B向电介质块1的内部突出的输入输出用接线柱4A、4B。另外，在电介质块1形成有从其上表面贯通到下表面的贯通接线柱2A～2K。并且，在电介质块1形成有从其上表面挖至规定深度的非贯通接线柱3U、以及从电介质块1的下表面挖至规定深度的非贯通接线柱3L。

在电介质块1的外表面、各贯通接线柱和各非贯通接线柱的内表面形成有导体膜。上述输入输出用焊盘5A、5B的周围从作为接地导体使用的导体膜分离。该导体膜例如通过将Ag电极用糊剂金属化而形成。

在图3的(A)、图3的(B)中双点划线是表示在电介质块1中构成的电介质波导管谐振器的划分的虚拟线。电介质波导管滤波器101具备四个电介质波导管谐振器11A、11B、11C、11D。电介质波导管谐振器11A相当于本发明的第一电介质波导管谐振器，电介质波导管谐振器11B相当于本发明的第二电介质波导管谐振器，电介质波导管谐振器11C相当于本发明的第三电介质波导管谐振器，电介质波导管谐振器11D相当于本发明的第四电介质波导管谐振器。

以后，将“电介质波导管谐振器”简称为“谐振器”。谐振器11A、11B、11C、11D都是将TE101模式设为基本模式的谐振器。即，采用将Z方向设为电场方向、磁场在沿着X-Y面的面方向上旋转的电磁场分布的谐振模式，在X方向上产生一个电场强度的峰值，在Y方向上产生一个电场强度的峰值。

在谐振器11A-11B之间构成主耦合部MC12，在谐振器11B-11C之间构成主耦合部MC23，在谐振器11C-11D之间构成主耦合部MC34，在谐振器11A-11D之间构成副耦合部SC14。

图3的(B)所示的主耦合部MC12由图3的(A)所示的贯通接线柱2C、2D、2E构成。另外，图3的(B)所示的主耦合部MC34由图3的(A)所示的贯通接线柱2C、2J、2K构成。图3的(B)所示的副耦合部SC14由图3的(A)所示的贯通接线柱2A、2B、2C构成。而且，图3的(B)所示的主耦合部MC23由图3的(A)所示的贯通接线柱2F、2G和非贯通接线柱3U、3L构成。

主耦合部MC12作为通过贯通接线柱2C、2D、2E来限制谐振器11A、11B的与电场方向正交的宽度(Y方向的宽度)的电感性耦合窗发挥作用，因此谐振器11A-11B彼此进行电感性耦合。主耦合部MC34作为通过贯通接线柱2C、2J、2K来限制谐振器11C、11D的与电场方向正交的宽度(Y方向的宽度)的电感性耦合窗发挥作用，因此谐振器11C-11D彼此进行电感性耦合。副耦合部SC14作为通过贯通接线柱2A、2B、2C来限制谐振器11A、11D的与电场方向正交的宽度(X方向的宽度)的电感性耦合窗发挥作用，因此谐振器11A-11D彼此进行电感性耦合。另一方面，主耦合部MC23作为通过非贯通接线柱3U与非贯通接线柱3L的间隙(图2(B)所示的G)来限制谐振器11B、11C的电场方向(Z方向)的宽度的电容性耦合窗发挥作用，因此谐振器11B-11C彼此进行电容性耦合。此外，贯通接线柱2C、2F、2G限制谐振器11B、11C的与电场方向正交的宽度(X方向的宽度)，但在该例中，非贯通接线柱3U、3L起到的限制电场方向(Z方向)的宽度的作用较强，因此谐振器11B-11C彼此进行电容性耦合。

图4是安装电介质波导管滤波器101的电路基板90的局部立体图。在电路基板90形成有接地导体10和输入输出用连接盘15A、15B。在电介质波导管滤波器101被表面安装于该电路基板90的状态下，电介质波导管滤波器101的输入输出用焊盘5A、5B与上述输入输出用连接盘15A、15B连接，形成于电介质波导管滤波器101的底面的接地导体与电路基板90的接地导体10连接。

在电路基板90上构成与上述输入输出用连接盘15A、15B相连的带状线、微带状线、共面线等传送线路。

图5的(A)、图5的(B)是表示构成本实施方式的电介质波导管滤波器101的四个谐振器的耦合构造的图。在图5的(A)、图5的(B)中，谐振器11A是第一级(初级)的谐振器，谐振器11B是第二级的谐振器，谐振器11C是第三级的谐振器，谐振器11D是第四级(末级)的谐振器。在图5的(A)、图5的(B)中由双线表示的路径是主耦合路径，虚线是副耦合路径。另外，在图5的(A)、图5的(B)中“L”表示电感性耦合，“C”表示电容性耦合。

在本实施方式的电介质波导管滤波器101中，谐振器11A、11B、11C、11D沿着信号传输的主耦合路径而配置，主耦合部MC12是电感性耦合部，主耦合部MC23是电容性耦合部，主耦合部MC34是电感性耦合部。即，主耦合部由电感性耦合部和电容性耦合部构成，电感性耦合部和电容性耦合部沿着主耦合路径交替地重复配置。

另外，在本实施方式的电介质波导管滤波器101中，在与外部之间被输入输出信号的谐振器11A和与该谐振器11A耦合的谐振器11B之间的主耦合部是电感性耦合部。同样，在与外部之间被输入输出信号的谐振器11D和与该谐振器11D耦合的谐振器11C之间的主耦合部是电感性耦合部。

另外，在本实施方式的电介质波导管滤波器101中，谐振器11A和谐振器11D除了沿着上述主耦合路径配置，还沿着副耦合路径配置。即，在谐振器11A与谐振器11D之间形成有副耦合部SC14。该副耦合部SC14是电感性耦合部，副耦合部SC14的耦合比主耦合部MC12、MC23、MC34的耦合弱。这里，还存在电感性耦合由正耦合系数表示、电容性耦合由负耦合系数表达的方法，因此按照该表达方法，也可以说是“副耦合部SC14的耦合系数的绝对值比主耦合部MC12、MC23、MC34的耦合系数的绝对值小。”。

图6的(A)、图6(B)的是表示电介质波导管滤波器101的反射特性和通过特性的频率特性的图。图6的(B)与图6的(A)相比，频率轴的范围较宽。

在图的6(A)、图6的(B)中，S11是反射特性，S21是通过特性。如图6的(A)所示，本实施方式的电介质波导管滤波器101在3.3GHz～3.4GHz具有通过区域，在3.17GHz具有低频区域侧的衰减极，在3.48GHz具有高频区域侧的衰减极。

如这样出现有极特性的原因如下：

首先，谐振器的透过相位在比谐振器的谐振频率低的低频率侧，相位延迟90°，在比谐振频率高的高频率侧，相位前进90°。而且，由于在电感性耦合和电容性耦合中相位反转，因此若使电感性耦合和电容性耦合组合，则在主耦合路径中传递的信号与在副耦合路径中传递的信号存在相反相位且相同振幅的频率。在该频率中出现衰减极。在本实施方式的电介质波导管滤波器101中，第一谐振器11A与第二谐振器11B进行电感性耦合，第二谐振器11B与第三谐振器11C进行电容性耦合，第三谐振器11C与第四谐振器11D进行电感性耦合，越过第二谐振器11B和第三谐振器11C而第一谐振器11A与第四谐振器11D进行副耦合(进行偶数级的越过耦合)，因此从第一谐振器11A到第四谐振器11D的主耦合路径中的相位与从第一谐振器11A到第四谐振器11D的副耦合路径中的相位在通过区域的低频区域反转，在高频区域也反转。即，在通过区域的低频区域与高频区域双方出现衰减极。

另外，电容性耦合部沿着主耦合路径不连续，因此很难产生低次模式的激振。因此，在比通过区域低的低频带产生的寄生响应(在图6的(B)中由椭圆包围的部分)非常小。

如这样抑制低次的寄生响应的原因如下：

图7的(A)、图7的(B)是具备相邻的两个谐振器R1、R2的谐振系统的示意图。图7的(A)是该谐振系统的立体图，图7的(B)是其主视图。在图7的(B)中，重叠地表示TE101、TE102、TE103的各模式的电场波。这样，在由两个谐振器构成的谐振系统中，按照频率低的顺序存在TE101、TE102、TE103···、这样的与传输模式TE10相关的谐振模式。其中，TE101模式在谐振器R1和谐振器R2中处于同相关系，谐振模式TE102在谐振器R1和谐振器R2中处于反相关系，TE103模式在谐振器R1和谐振器R2中处于同相关系。这里，如果将TE101模式(同相)与TE102模式(反相)之间的耦合设为电感性耦合，则TE102模式(反相)与TE103模式(同相)之间的耦合是相位相对于电感性耦合反转的关系的耦合，因此是电容性耦合。

这样，电容性耦合是作为高次模式的TE102模式与作为高次模式的TE103模式的耦合，因此作为寄生的低次的谐振模式即TE101模式在比通过频带低的低频率侧出现。另一方面，电感性耦合是作为基本模式的TE101模式与TE102模式的耦合，因此(不存在其以上低次的模式，)在比通过频带低的低频率侧不产生寄生。因此，通过沿着主耦合路径，配置成利用电感性耦合部夹着电容性耦合部，抑制由于上述电容性耦合引起的低次的寄生响应。

接下来，表示电容性耦合的强度的设定构造。图8是表示将图2的(B)所示的非贯通接线柱3简化后的非贯通接线柱所形成的电容性耦合部的构造的透过立体图。这里，非贯通接线柱3从电介质块1的下表面突出的突出高度(深度)由D表示，宽度由W表示，厚度由T表示。这里，为W＝6.6mm、T＝1.0mm。另外，各谐振器的高度H为5.5mm，X方向的宽度XW为13mm，Y方向的宽度YW为13mm。

图9是表示在横轴取非贯通接线柱3的深度、在纵轴取谐振频率时的各谐振模式的特性的图。这样，非贯通孔越深、即电容性耦合窗的间隙越窄，则TE101模式的频率与TE103模式的频率越下降，但TE102模式不受影响。各模式的频率间隔与耦合的强度对应，因此能够利用非贯通接线柱的深度调节耦合。因此，通过将成为电容性耦合的TE102模式和TE103模式的频率确定在通过频带(3.5GHz)附近的频率，从而得到适合于目标规格的滤波器特性的电容性耦合。

此外，在图8中，表示将图2的(B)所示的非贯通接线柱3简化后的单一的非贯通接线柱所形成的电容性耦合部的构造，但如图2的(B)所示，在从电介质块的上下表面形成非贯通接线柱的情况下，也同样地，通过该两个非贯通接线柱间的间隙G而得到与图9所示的特性相同的特性。

《第二实施方式》

在第二实施方式中，表示相对于第一实施方式所示的结构，谐振器的级数等不同的电介质波导管滤波器。

图10的(A)是第二实施方式的电介质波导管滤波器102的外观立体图，图10的(B)是表示电介质波导管滤波器102的内部构造的透视立体图。

该电介质波导管滤波器102构成为长方体状的电介质块1。在电介质块1的底面形成有输入输出用焊盘5A、5B。在电介质块1形成有从输入输出用焊盘5A、5B向电介质块1的内部突出的输入输出用接线柱4A、4B。另外，在电介质块1形成有从其上表面贯通到下表面的贯通接线柱2A、2B、2C、2D、2E、2F。另外，在电介质块1形成有从其下表面挖至规定深度的非贯通接线柱3A、3B、3C。并且，在电介质块1形成有从其下表面挖至规定深度的谐振频率调整用接线柱6B、6C、6F、6G。

在电介质块1的外表面、各贯通接线柱和各非贯通接线柱的内表面形成有导体膜。上述输入输出用焊盘5A、5B的周围从作为接地导体使用的导体膜分离。

在图10的(B)中双点划线是表示在电介质块1中构成的谐振器的划分的虚拟线。电介质波导管滤波器102具备八个谐振器11A～11H。这些谐振器11A～11H都是将TE101模式设为基本模式的谐振器。

与图1的(B)所示的电介质波导管滤波器101不同，在本实施方式的电介质波导管滤波器102中输入输出用焊盘5A、5B为圆形。另外，贯通接线柱2A、2B、2C、2D、2E、2F都是横截面长圆形的孔，形成规定宽度的导体壁。这些贯通接线柱2A、2B、2C、2D、2E、2F的形成部构成电感性耦合部，非贯通接线柱3A、3B、3C的形成部构成电容性耦合部。谐振频率调整用接线柱6B、6C、6F、6G是为了对谐振器11B、11C、11F、11G的谐振频率进行微调而设置的。通过确定这些谐振频率调整用接线柱6B、6C、6F、6G的高度(深度)，而分别确定谐振器11B、11C、11F、11G的谐振频率。

图11的(A)、图11的(B)是表示构成本实施方式的电介质波导管滤波器102的八个谐振器的耦合构造的图。在图11(A)、图11(B)中，谐振器11A为第一级(初级)的谐振器，谐振器11H为第八级(末级)的谐振器。在该谐振器11A-11H之间依次配置有第二级至第七级的谐振器11B、11C、11D、11E、11F、11G。

在图11的(A)、图11的(B)中双线所示的路径为主耦合路径，虚线为副耦合路径。另外，在图11的(A)、图11的(B)中“L”表示电感性耦合，“C”表示电容性耦合。

在本实施方式的电介质波导管滤波器102中，谐振器11A～11H沿着信号传输的主耦合路径配置，主耦合部由电感性耦合部和电容性耦合部构成，电感性耦合部和电容性耦合部沿着主耦合路径交替地重复配置。

另外，在本实施方式的电介质波导管滤波器102中，在与外部之间输入输出信号的谐振器11A和与该谐振器11A耦合的谐振器11B之间的主耦合部是电感性耦合部。同样地，在与外部之间输入输出信号的谐振器11H和与该谐振器11H耦合的谐振器11G之间的主耦合部是电感性耦合部。

另外，在本实施方式的电介质波导管滤波器102中，谐振器11A与谐振器11D利用作为电感性耦合部的副耦合部进行副耦合(越过耦合)。另外，谐振器11C与谐振器11F利用作为电感性耦合部的副耦合部进行副耦合(越过耦合)。并且，谐振器11E与谐振器11H利用作为电感性耦合部的副耦合部进行副耦合(越过耦合)。各副耦合部的耦合比主耦合部的耦合弱。

图12是表示电介质波导管滤波器102的反射特性和通过特性的频率特性的图。在图12中，S11是反射特性，S21是通过特性的特性。本实施方式的电介质波导管滤波器102在3.4GHz～3.6GHz具有通过区域，在3.34GHz、3.36GHz具有低频区域侧的衰减极，在3.63GHz、3.66GHz具有高频区域侧的衰减极。

谐振器11A～11D分别相当于本发明的第一谐振器至第四谐振器。另外，谐振器11C～11F也分别相当于本发明的第一谐振器至第四谐振器。并且，谐振器11E～11H也分别相当于本发明的第一谐振器至第四谐振器。

这样，也可以构成多组的四个谐振器的组。与第一实施方式的电介质波导管滤波器101同样，关于本实施方式的电介质波导管滤波器102也是构成主耦合部和上述副耦合部的多个耦合部中的、电容性耦合部的数量比电感性耦合部的数量少。因此，不会显著出现因电容性耦合引起的低次模式的激振，抑制在比通过频带低的低频区域出现的寄生响应。

《第三实施方式》

在第三实施方式中，表示相对于第二实施方式所示的电介质波导管滤波器，电感性耦合部和电容性耦合部的构造不同的电介质波导管滤波器的几个例子。

图13的(A)是第三实施方式的电介质波导管滤波器103A的外观立体图，图13的(B)是表示电介质波导管滤波器103A的内部构造的透视立体图。

电介质波导管滤波器103A构成为长方体状的电介质块1。在电介质块1形成有从其上表面贯通到下表面的贯通接线柱2AD、2BE、2CF。贯通接线柱2AD是将图10的(B)所示的电介质波导管滤波器102所具备的贯通接线柱2A和贯通接线柱2D连结而一体化的结构。另外，贯通接线柱2BE是将图10的(B)所示的电介质波导管滤波器102所具备的贯通接线柱2B和贯通接线柱2E连结而一体化的结构。并且，贯通接线柱2CF是将图10的(B)所示的电介质波导管滤波器102所具备的贯通接线柱2C和贯通接线柱2F连结而一体化的结构。任意的贯通接线柱都在俯视时为T字形。其他的各部分的结构与第二实施方式所示的电介质波导管滤波器102相同。

也可以如图13的(A)、图13的(B)所示，主耦合部的电感性耦合部和副耦合部的电感性耦合部由一体的接线柱构成。

图14的(A)是第三实施方式的其他的电介质波导管滤波器103B的外观立体图，图14的(B)是表示电介质波导管滤波器103B的内部构造的透视立体图。

电介质波导管滤波器103B构成为长方体状的电介质块1。在电介质块1形成有从其上表面贯通到下表面的贯通接线柱2AD、2BE、2CF。与图13的(B)所示的电介质波导管滤波器103A同样，贯通接线柱2AD是将图10的(B)所示的电介质波导管滤波器102所具备的贯通接线柱2A和贯通接线柱2D连结而一体化的结构。另外，贯通接线柱2BE是将图10的(B)所示的电介质波导管滤波器102所具备的贯通接线柱2B和贯通接线柱2E连结而一体化的结构。并且，贯通接线柱2CF是将图10的(B)所示的电介质波导管滤波器102所具备的贯通接线柱2C和贯通接线柱2F连结而一体化的结构。贯通接线柱2AD、2CF在俯视时为L字形，贯通接线柱2BE在俯视时为T字形。其他的各部分的结构与第二实施方式所示的电介质波导管滤波器102相同。

也可以如图13的(A)、图13的(B)、图14的(A)、图14的(B)所示，构成电感性耦合部的贯通接线柱遍及多个耦合部而连续。

图15(A)是第三实施方式的另一其他的电介质波导管滤波器103C的外观立体图，图15的(B)是表示电介质波导管滤波器103C的内部构造的透视立体图。

电介质波导管滤波器103C构成为长方体状的电介质块1。在电介质块1形成有从其上表面贯通到下表面的贯通接线柱2A、2BE、2CF、2D。另外，在电介质块1形成有从其下表面挖至规定深度的非贯通接线柱3A、3B、3C。将贯通接线柱2A和非贯通接线柱3A连结而一体化。另外，将贯通接线柱2BE和非贯通接线柱3B连结而一体化。贯通接线柱2CF是将图10的(B)所示的电介质波导管滤波器102所具备的贯通接线柱2C和贯通接线柱2F连结而一体化的结构。

也可以如图15的(A)、图15的(B)所示，构成电感性耦合部的贯通接线柱与构成电容性耦合部的非贯通接线柱连续。另外，这样地，主耦合部的电容性耦合部和副耦合部的电感性耦合部也可以由一体的接线柱构成。

此外，同样地，在具备电容性耦合的副耦合部的情况下，主耦合部的电感性耦合部和副耦合部的电容性耦合部也可以由一体的接线柱构成。另外，主耦合部的电容性耦合部和副耦合部的电容耦合部也可以由一体的接线柱构成。

此外，在上述说明中，描述了主耦合部和副耦合部由一体的共用接线柱构成，但例如也可以如图15(A)、图15(B)所示，主耦合部的电感性耦合部和主耦合部的电容性耦合部由一体的接线柱构成。同样，主耦合部的电容性耦合部和主耦合部的电容性耦合部也可以由一体的接线柱构成。

《第四实施方式》

在第四实施方式中，表示越过耦合部分的构造与此前所示的结构不同的电介质波导管滤波器的例子。

图16的(A)、图16的(B)是表示构成第四实施方式的电介质波导管滤波器104A的六个谐振器的耦合构造的图。在图16的(A)、图16的(B)中，谐振器11A为第一级(初级)的谐振器，谐振器11F为第六级(末级)的谐振器。在该谐振器11A-11F之间依次配置有第二级至第五级的谐振器11B、11C、11D、11E。

在图16的(A)、图16的(B)中双线所示的路径为主耦合路径，虚线为副耦合路径。另外，在图16的(A)、图16的(B)中“L”表示电感性耦合，“C”表示电容性耦合。

在本实施方式的电介质波导管滤波器104A中，谐振器11A～11F沿着信号传输的主耦合路径配置，主耦合部由电感性耦合部和电容性耦合部构成，电感性耦合部和电容性耦合部沿着主耦合路径交替地重复配置。

另外，在本实施方式的电介质波导管滤波器104A中，谐振器11B和谐振器11E利用作为电感性耦合部的副耦合部进行副耦合(越过耦合)。在以上所示的各实施方式中，利用副耦合进行耦合的两个谐振器彼此在主耦合路径中，按照电感性耦合

电容性耦合

电感性耦合的顺序进行耦合，但在图16的(A)、图16的(B)所示的本实施方式的电介质波导管滤波器104A中，利用副耦合进行耦合的谐振器11B和谐振器11E在主耦合路径中，按照电容性耦合

电感性耦合

电容性耦合的顺序进行耦合。而且，谐振器11B和谐振器11E在副耦合路径中进行电感性耦合。

这样一来，在主耦合路径中按照电容性耦合

电感性耦合

电容性耦合的顺序进行耦合的两个谐振器彼此也可以进行副耦合。

图17的(A)、图17的(B)是表示构成第四实施方式的其他的电介质波导管滤波器104B的六个谐振器的耦合构造的图。在图17的(A)、图17的(B)中，谐振器11A是第一级(初级)的谐振器，谐振器11F是第六级(末级)的谐振器。在该谐振器11A-11F之间依次配置有第二级至第五级的谐振器11B、11C、11D、11E。

在图17的(A)、图17的(B)中双线所示的路径为主耦合路径。另外，在图17的(A)、图17的(B)中“L”表示电感性耦合，“C”表示电容性耦合。该电介质波导管滤波器104B不存在副耦合路径。即，不存在越过耦合。

在本实施方式的电介质波导管滤波器104B中，谐振器11A-11F沿着信号传输的主耦合路径配置，主耦合部由电感性耦合部和电容性耦合部构成，电感性耦合部和电容性耦合部沿着主耦合路径交替地重复配置。在此前所示的实施方式中，输入输出级的谐振器和与其主耦合的谐振器进行电感性耦合，但在该电介质波导管滤波器104B中，第一级(初级)的谐振器11A和第二级的谐振器11B进行电容性耦合，第六级(末级)的谐振器11F和第五级的谐振器11E进行电容性耦合。

此外，优选第二级的谐振器11B和第五级的谐振器11E不利用电容性进行副耦合(越过耦合)。其原因在于，若在这里进行电容性耦合，则在谐振器11A→11B→11E→11F的路径中电容性耦合连续三级。换言之，优选如图16的(A)、图16的(B)所示，多个主耦合部中的、在与外部之间被输入输出信号的谐振器与和该谐振器耦合的谐振器之间的主耦合部是电感性耦合部。即使在该两个谐振器间(在图16的(A)、图16的(B)所示的例子中为谐振器11B和谐振器11E)利用电容性进行副耦合，电容性耦合也不会连续三级。因此，通过设置副耦合部，能够容易地形成衰减极。

这样一来，也可以是输入输出级的谐振器和与其主耦合的谐振器进行电容性耦合的构造。

《第五实施方式》

在第五实施方式中，表示在基板上构成的电介质波导管滤波器的例子。图18的(A)是第五实施方式的电介质波导管滤波器105的外观立体图，图18的(B)是表示电介质波导管滤波器105的内部构造的透视立体图。

该电介质波导管滤波器105并没有构成为长方体状的电介质块，而是构成为基板9的一部分。基板9具备电介质板(绝缘体板)、在其上表面形成的导体膜7、以及在其下表面形成的导体膜8。该基板9例如为玻璃环氧(FR-4)基板。

在本实施方式中，在相当于图1(A)所示的电介质块1的外侧面的位置排列有多个贯通接线柱(通孔导体)2V。在这些贯通接线柱2V的内表面形成有导体膜，这些导体膜与导体膜7、8导通。通过该构造，构成与电介质块1的外侧面等效的壁面。

在图18的(A)、图18的(B)中，由贯通接线柱2V围起的内部的构造与图1的(A)、图1的(B)所示的结构相同。

这样，也可以由基板集成波导管(SIW：Substrate Integrated Waveguide：基片集成波导)、接线柱壁波导管(PWW：Post-Wall Waveguide：壁后波导)构成电介质波导管滤波器。

构成等效的壁面的上述贯通接线柱2V的相邻间隔处于排列的贯通接线柱2V的阻断频率比滤波器的通过频带高的关系。因此，如下所示，只要确定贯通接线柱2V的相邻间隔即可。

[数学式1]

这里，

fc：阻断频率

a：贯通接线柱2V的孔-孔间的间隔

b：上下的导体膜7-8间的间隔

Co：真空中的光速

εr：基板的电介质部(绝缘体部)的相对介电常数

m、n：波导管模式的次数。

上述阻断频率是电磁波(波导管模式：TE模式)容易通过的尺度，阻断频率以下的频率的电磁波被阻断而不通过。若电磁波从所排列的贯通接线柱2V彼此的间隔泄漏，则损失增大，因此使贯通接线柱2V彼此的间隔变窄来使阻断频率比滤波器的通过频带高是很重要的。

通常，在波导管中使用基本模式(最低次数的TE10模式)，因此在上式(1)中，采用m＝1、n＝0，从而像如下那样简单地表示。

[数学式2]

并且，像上述中写的那样，若阻断频率fc至少不高于滤波器的中心频率f，则损失增加，因此成为如下的关系。

[数学式3]

例如，若滤波器的中心频率变高，则必须与之相应地提高阻断频率，需要使贯通接线柱2V的孔-孔间的间隔变窄。

此外，贯通接线柱2V的内表面也可以是由导体填埋的实心构造。另外，贯通接线柱2V的剖面形状也可以不是圆形状，可以是椭圆形状，也可以是圆角长方形。并且，输入输出构造不限于设置于基板9的下表面、上表面，也可以设置于由多个贯通接线柱2V构成的等效的侧壁。

《第六实施方式》

在第六实施方式中，表示应用电介质波导管滤波器的移动电话基站的例子。

图19是移动电话基站的框图。在移动电话基站的电路中具备FPGA121、DA转换器122、带通滤波器123、126、131、单混频器125、局部振荡器124、衰减器127、放大器128、功率放大器129、检波器130以及天线132。

上述FPGA121产生调制完毕的数字信号。DA转换器122将调制完毕的数字信号变换为模拟信号。带通滤波器123使基带的频带的信号通过，除去除此以外的频带的信号。单混频器125将带通滤波器123的输出信号和局部振荡器124的振荡信号混合并进行上变频。带通滤波器126除去由于上变频而产生的无用频带。衰减器127调整发送波的强度，放大器128对发送波进行前级放大。功率放大器129对发送波进行电力放大，并经由带通滤波器131从天线132发送发送波。带通滤波器131使发送频带的发送波通过。检波器130检测发送电力。

在这样的移动电话基站中，使发送波的频带通过的带通滤波器126、131可以使用第一实施方式至第四实施方式所示的电介质波导管滤波器。

最后，上述的实施方式的说明在所有的方面是例示，并不是限制性的。对于本领域技术人员来说，能够适当地变形和变更。本发明的范围不是由上述的实施方式表示，而是由权利要求表示。并且，本发明的范围包含与权利要求等同的范围内的从实施方式的变更。

附图标记的说明

G…间隙；MC12、MC23、MC34…主耦合部；R1、R2…电介质波导管谐振器；SC14…副耦合部；1…电介质块；2A、2B、2C、2D、2E、2F、2G、2J、2K、2V…贯通接线柱；2AD、2BE、2CF…贯通接线柱；3、3A、3B、3C、3L、3U…非贯通接线柱；4A、4B、5A、5B…输入输出用焊盘；6B、6C、6F、6G…谐振频率调整用接线柱；7、8…导体膜；9…基板；10…接地导体；11A、11B、11C、11D、11E、11F、11G、11H…电介质波导管谐振器；15A、15B…输入输出用连接盘；90…电路基板；101、102、103A、103B、103C、104A、104B、105…电介质波导管滤波器；121…FPGA；122…DA转换器；123、126、131…带通滤波器；124…局部振荡器；125…单混频器；127…衰减器；128…放大器；129…功率放大器；130…检波器；132…天线。

Claims (11)

1. 一种电介质波导管滤波器，具备：

四个以上的多个电介质波导管谐振器，沿着信号传输的主耦合路径配置；以及

多个主耦合部，分别设置于所述多个电介质波导管谐振器中的沿着所述主耦合路径相邻的电介质波导管谐振器彼此之间，

所述多个主耦合部包括电感性耦合部和电容性耦合部，以一个所述电感性耦合部与一个所述电容性耦合部沿着所述主耦合路径交替地重复的方式配置所述电感性耦合部与所述电容性耦合部。

2.根据权利要求1所述的电介质波导管滤波器，其中，

所述多个主耦合部中的在与外部之间被输入输出信号的电介质波导管谐振器和与该电介质波导管谐振器耦合的电介质波导管谐振器之间的主耦合部是电感性耦合部。

3.根据权利要求1或2所述的电介质波导管滤波器，其中

所述多个电介质波导管谐振器沿着所述信号传输的主耦合路径配置之外，还沿着副耦合路径配置，

在沿着所述副耦合路径相邻的电介质波导管谐振器彼此之间还具备副耦合部。

4.根据权利要求3所述的电介质波导管滤波器，其中，

当将所述多个电介质波导管谐振器中的利用所述主耦合部依次耦合的四个电介质波导管谐振器依次由第一电介质波导管谐振器、第二电介质波导管谐振器、第三电介质波导管谐振器以及第四电介质波导管谐振器来表示时，设置在所述第一电介质波导管谐振器与所述第二电介质波导管谐振器之间的主耦合部是电感性耦合部，设置在所述第二电介质波导管谐振器与所述第三电介质波导管谐振器之间的主耦合部是电容性耦合部，设置在所述第三电介质波导管谐振器与所述第四电介质波导管谐振器之间的主耦合部是电感性耦合部，

所述副耦合部中的设置在所述第一电介质波导管谐振器与所述第四电介质波导管谐振器之间的副耦合部是电感性耦合部，该副耦合部的耦合比所述主耦合部的耦合弱。

5.根据权利要求4所述的电介质波导管滤波器，其中，

所述电介质波导管滤波器具备多组由所述四个电介质波导管谐振器构成的组，在所述多组的连续的两组中，在前级组中的所述第四电介质波导管谐振器与后级组中的所述第一电介质波导管谐振器之间设置有所述主耦合部，

在所述连续的两组中，在前级组中的所述第三电介质波导管谐振器与后级组中的所述第二电介质波导管谐振器之间设置有所述副耦合部。

6.根据权利要求4或5所述的电介质波导管滤波器，其中，

所述主耦合部的所述电感性耦合部与所述副耦合部的所述电感性耦合部由连续一体的共用接线柱构成，该共用接线柱限制所述电介质波导管谐振器的与电场方向正交的宽度。

7.根据权利要求4或5所述的电介质波导管滤波器，其中，

所述主耦合部的所述电容性耦合部与所述副耦合部的所述电容性耦合部由连续一体的共用的接线柱构成，该接线柱限制所述电介质波导管谐振器的电场方向的宽度。

8.根据权利要求4或5所述的电介质波导管滤波器，其中，

所述主耦合部的所述电容性耦合部与所述副耦合部的所述电感性耦合部由连续一体的共用的接线柱构成，该接线柱的限制所述电介质波导管谐振器的电场方向的宽度的部分和限制所述电介质波导管谐振器的与电场方向正交的宽度的部分连续。

9.根据权利要求4或5所述的电介质波导管滤波器，其中，

所述主耦合部的所述电感性耦合部与所述副耦合部的所述电容性耦合部由连续一体的共用的接线柱构成，该接线柱的限制所述电介质波导管谐振器的与电场方向正交的宽度的部分和限制所述电介质波导管谐振器的电场方向的宽度的部分连续。

10.根据权利要求6所述的电介质波导管滤波器，其中，

在沿所述电场方向观察时所述接线柱为T字形或者L字形。

11.根据权利要求4或5所述的电介质波导管滤波器，其中，

构成所述主耦合部和所述副耦合部的多个耦合部中的电容性耦合部的数量比电感性耦合部的数量少。

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