CN112311368A - 智能电子开关 - Google Patents

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Abstract

本公开的实施例总体上涉及智能电子开关。本文中描述了一种集成电路。根据一个实施例，该电路包括晶体管，其耦合在电源引脚与输出引脚之间；电流输出电路，被配置为在电流输出引脚处提供诊断电流；电流感测电路，耦合到晶体管并且被配置为生成指示通过晶体管的负载电流的第一电流感测信号和指示该负载电流的第二电流感测信号。电流输出电路被配置为依据控制信号选择以下各项中的一项作为诊断电流：第一电流感测信号以及第二电流感测信号。

Description

智能电子开关
技术领域
本公开涉及智能半导体开关领域。
背景技术
几乎每个电气装置(例如，汽车中，房屋中，大型装置的电气子系统)都包括一个或多个保险丝以提供过流保护。标准保险丝包括一根导线，只要通过保险丝的电流低于标称电流，这根导线就可以提供低欧姆电流路径。然而，当通过保险丝的电流在一定时间内超过标称电流时，这根导线被设计为加热并且熔化或气化，因此，一旦触发，保险丝就必须用新保险丝来替换。
保险丝正在越来越多地被断路器替换。断路器是一种自动操作的电气开关，其被设计为保护电路免受过电流、过载或短路造成的损伤。断路器可以包括机电继电器，当检测到过电流(即，超过标称电流的电流)时，触发该继电器以使受保护电路与电源断开连接。在许多应用中(例如，在汽车的车载电源中)，断路器可以使用电子开关(例如，MOS晶体管、IGBT等)来实现，以在过电流的情况下使受保护电路与电源断开连接。这种电子断路器还可以称为电子保险丝(e保险丝或智能保险丝)。除了用作断路器之外，电子保险丝还可以用于定期地接通并关断负载。通常，使用所谓的驱动器电路或简单驱动器(在MOS晶体管的情况下为栅极驱动器)来控制诸如MOS晶体管之类的电子开关的开关状态(接通/关断)。
然而，至少在一些电子断路器(电子保险丝或e保险丝)中，通用驱动器电路的容错性和功能安全性可能不太完美，其特别在必须遵守有关功能安全性的标准(例如，ISO26262)的汽车应用中可能存在问题。实际上，电子保险丝需要不仅仅是带有电子开关的传统保险丝。电子保险丝的可靠实现方式承担各种挑战。
发明内容
本文中描述了一种集成电路。根据一个实施例，该电路包括晶体管，该晶体管耦合在电源引脚与输出引脚之间；电流输出电路，被配置为在电流输出引脚处提供诊断电流；电流感测电路，耦合到晶体管并且被配置为生成指示通过晶体管的负载电流的第一电流感测信号和指示该负载电流的第二电流感测信号。电流输出电路被配置为依据控制信号选择以下各项中的一项作为诊断电流：第一电流感测信号以及第二电流感测信号。
更进一步地，根据一个实施例，描述了一种方法，该方法包括：通过激活晶体管，在电源引脚与输出引脚之间建立负载电流路径；生成指示通过晶体管的负载电流的第一电流感测信号和指示该负载电流的第二电流感测信号；以及依据控制信号选择以下各项中的一项：第一电流感测信号以及第二电流感测信号。在电流输出引脚处提供选定信号作为诊断电流。
附图说明
参考以下附图和描述可以更好地理解本发明。附图中的部件不一定按比例绘制；相反，重点放在示出本发明的原理上。而且，在附图中，相同的附图标记指示对应的部分。在附图中，
图1示意性地示出了包括电子开关以及被配置为驱动电子开关的控制电路的电子保险丝电路的一个示例以及电子保险丝电路的示例性应用。
图2更详细地示出了图1的控制电路的一个示例。
图3示出了用于图2的控制电路的逻辑电路的一个示例。
图4示出了说明图2所示的控制电路的功能的时序图。
图5A是示出了0.35mm2电缆和不同最大电缆温度的特性曲线族(时间对电流)的图。
图5B是示出了对于高于环境温度的25开尔文的最大电缆温度和对于不同电缆横截面的特性曲线族(时间对电流)的图。
图6示出了用于图2的示例的监测电路的一个示例。
图7示出了允许选择导线横截面和最高电缆温度的e保险丝(“智能保险丝”)电路的第一示例。
图8示出了用于图2的实施例的监测电路的另一示例。
图9示出了可以与图8的监测电路结合使用并且提供冗余电流感测信号的电流感测电路的另一示例。
图10示出了图9的先前示例的一个示例性修改/增强。
图11至图13示出了允许检查冗余电流感测信号的一致性的图9的先前示例的各种修改/增强。
图14示出了e保险丝电路及其外部连接的电路系统的一种示例性用途。
图15示出了用于示出在集成e保险丝电路的一个引脚处不同信息的输出的时序图。
具体实施方式
在下面的具体实施方式中，参考附图。附图形成说明书的一部分，并且出于说明的目的，示出了可以使用和实现本发明的方式的示例。应当理解，除非另外特别指出，否则本文中所描述的各种实施例的特征可以彼此组合。
图1示出了可以用作电子保险丝的电子电路的一个示例。因此，该电子电路还被称为电子保险丝电路F。根据本示例，电子保险丝电路包括电子开关2，电子开关2具有控制节点21以及第一负载节点22与第二负载节点23之间的负载电流路径。电子电路还包括控制电路1，其耦合到电子开关2的控制节点21并且被配置为驱动电子开关2。具有电子开关2和控制电路1的电子保险丝电路F可以单片集成在一个半导体管芯(芯片)，或者可以集成在两个半导体管芯中，这两个半导体管芯被布置在一个集成电路封装中。电子保险丝电路F被配置为驱动负载Z(连接负载的导线在图1中以虚线示出)，该负载Z可以与电子开关2的负载电流路径串联连接。因此，电子开关2的负载电流路径和负载Z的串联电路可以被连接在电源节点之间，在该电源节点处可以提供正电源极电位和负电源极电位或接地电位GND(零伏)。在下文中，两个电源节点之间的电压称为电源电压VB。可以例如通过微控制器8根据供应给控制电路1的输入信号SIN来接通和关断通过负载Z的负载电流iL。然而，依据应用，输入信号SIN可以是由任何其他电路系统而非微控制器生成。
在示例性应用中，电子保险丝电路F可以用于驱动汽车中的负载Z。在这种情况下，供应电源电压VB的电源是汽车电池。通常，“以驱动负载”可以包括：通过接通或关断电子开关2来接通或关断通过负载的负载电流。负载可以是用于汽车的任意负载。负载Z的示例尤其包括不同类型的灯、不同类型的电机、继电器、加热系统等。在图1所示的示例中，电子开关2和负载Z以高侧配置连接。也就是说，负载Z连接在电子开关2与接地节点GND之间。然而，这仅是个示例。电子开关2和负载Z还可以以低侧配置连接或也以任何其他配置连接。例如，在低侧配置中，电子开关连接在负载Z与接地节点GND之间。
根据图1的示例，负载Z可以经由导电线(例如，其包括在电缆中)连接到电子开关2。依据电子电路和相应负载Z位于汽车的电气装置内的位置，导线的长度可能相当长，为几十厘米或甚至更长(例如，最长为10m)。现代汽车包括多个电负载，使得需要多条导线以将各个负载连接到它们相应的电子开关。为了节省成本和资源，可能期望确定各个导线的尺寸，使得它们长期承受连接的负载的标称电流。然而，如果电流上升超过额定电流，则导线可能会由于过热而受到损伤或甚至被破坏。根据一个示例性实施例，控制电路1因此可以具有电流监测功能，以便监测通过电子开关2(和负载Z)的负载电流iL。电流监测允许当检测到过载场景时关断电子开关2，以便保护导线(和负载Z)。“过载场景”是如果(在特定时间内)未关断电子开关2以使导线(和负载Z)与提供电源电压VB的电源(例如，汽车电池)断开连接则可能导致导线或负载受到损伤或被破坏的场景。下文中对该机构进行进一步地详细解释。由于电子保险丝电路F被配置为接通和关断负载Z并且保护导线，因此它在下文也称为开关和保护电路。
在图1所示的示例中，电子开关2被示意性地绘制为包括开关的电路块。在下文中，术语“电子开关”包括任何类型的电子开关或电子电路系统，其具有控制节点21以及第一负载节点22与第二负载节点23之间的负载电流路径，并且被配置为依据在控制节点21处接收的驱动信号接通和关断，“接通”意指电子开关2在导通状态下操作，在该导通状态下，电子开关2能够在第一负载节点22与第二负载节点23之间传导电流。“关断”意指电子开关2在关断状态下操作，在该关断状态下，电子开关2能够防止电流在第一负载节点22与第二负载节点23之间流动。根据一个示例，电子开关2包括至少一个晶体管。至少一个晶体管可以是例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、JFET(结型场效应晶体管)、BJT(双极结型晶体管)、或HEMT(高电子迁移率晶体管)。
在下文中，参照附图对控制电路1及其功能的示例进行说明。特别地，参考附图中所描绘的功能块对控制电路1的功能进行说明。应当指出，这些功能块代表控制电路1的功能，而非其具体实现方式。这些功能块可以是被配置为执行以下说明的相应功能的专用电路块。然而，各个功能块的功能也可以由被配置为执行存储器中存储的软件/固件的可编程电路(处理器)执行。
图2示出了控制电路1的一个示例性实现方式。在该示例中，控制电路1包括监测电路4，监测电路4被配置为基于负载电流iL的电流时间特性来生成第一保护信号OC。表达“基于负载电流iL的电流时间特性来生成第一保护信号OC”可以包括监测电路4处理负载电流iL的瞬时电流幅度以及先前电流幅度以生成第一保护信号OC。也就是说，监测电路4评估负载电流iL一定时间段，以便生成第一保护信号OC。为了评估负载电流iL，监测电路4接收电流感测信号CS并且基于电流感测信号CS来生成第一保护信号OC。电流感测信号CS代表负载电流iL，并且根据一个示例，可以与负载电流iL成比例。在图2的示例中，电流感测信号CS在电子开关2的感测输出24处可用。在这种情况下，被配置为测量负载电流iL并且提供电流感测信号CS的电流测量电路可以集成在电子开关2中。然而，这仅是个示例。还可以使用与电子开关2分离的电流测量电路。各种电流感测电路(例如，分流电阻器、Sense-FET电路等)是已知的，因此本文中不再详细说明。图8中包括电流感测电路的一个具体示例，并且下文对其进行进一步讨论。
图2所示出的控制电路1被配置为基于保护信号OC和在电子保险丝电路F的第一输入节点(例如，输入引脚)PIN处接收的输入信号SIN来驱动电子开关2。保护信号OC以及输入信号SIN被供应给逻辑电路3，该逻辑电路3基于保护信号OC和输入信号SIN来生成驱动信号SON。驱动信号SON被直接或间接(例如，经由驱动器电路5)供应给电子开关2的控制节点21，以便接通或关断电子开关2。根据一个示例，驱动信号SON可以是逻辑信号，该逻辑信号具有指示何时期望接通电子开关2的导通电平或指示期望何时关断电子开关2的断开电平。驱动器电路5(或简称为驱动器)被配置为基于驱动信号SON的相应的信号电平来驱动电子开关2。电子开关2例如包括晶体管，诸如MOSFET(如图2中示意性所示出的)。MOSFET是压控半导体设备，其依据施加在栅极节点与源极节点之间的驱动电压而接通或关断。在该示例中，驱动器5被配置为基于驱动信号SON来生成驱动电压(栅极电压VG)，以便根据该驱动信号来接通或关断MOSFET。当使用MOSFET时，驱动器5也称为栅极驱动器。
图3的电路示出了逻辑电路3(的一部分)的一种示例性实现方式。在本示例中，逻辑电路3包括反相器33、SR锁存器31(触发器)、以及与门32。该与门32的第一输入被配置为接收输入信号SIN，而SR锁存器31的复位输入R被配置为接收由反相器33提供的反相输入信号。SR锁存器31的置位输入S被配置为接收第一保护信号OC。SR锁存器31的反相输出Q’与与门32的第二输入连接。驱动信号SON在与门32的输出处提供。
图4的时序图还示出了逻辑电路3的功能。输入信号SIN的初始低电平使得SR锁存器31的复位，其在SR锁存器31的反相输出Q’处产生高电平。因而，与门32的两个输入都“看到”高电平，因此与门32的输出提供了高电平的驱动信号SON。当输入信号SIN变为低电平时(其指示电子开关2关断，参见图4，时刻t1和t2)，“AND”门32在其第一输入处“看到”低电平，因此，与门32的输出提供了低电平的驱动信号SON。换句话说，假设SR锁存器31处于其复位状态，则通过逻辑电路3馈送输入信号SIN(即，驱动信号SON等于输入信号SIN)。一旦通过第一保护信号OC变为高电平来设置SR锁存器31，则SR锁存器31的反相输出Q’被设置为低电平(参见图4，时刻t3)。因而，与门32在其第二输入处看到低电平，因此驱动信号SON被设置为低电平。换句话说，输入信号SIN被与门32消隐。驱动信号SON保持在低电平，直到输入信号SIN被设置为低电平(其指示电子开关2的关断和SR锁存器31的复位，参见图4，时刻t4)为止，并且再次设置为高电平(其指示电子开关2的接通，参见图4，时刻t5)。再次指出，可以以各种方式来实现图3的示例性实现方式的功能。
如上文所提及的，可能期望连接负载Z和电子保险丝电路F的导线承受负载Z的标称电流。导线(或电缆)的寿命取决于导线温度。图5A和图5B是示出了特性曲线族的图，其中每个特性曲线与最大温度差dT(高于环境温度的最高温度)和电缆横截面(例如，以mm2为单位的横截面)的特定组合相关联。每个特性曲线代表电流与导线在不超过最大温度差的情况下可以承载电流的最大容许时间段之间的关系。图5A包括对于各种温度差dT和0.35mm2的特定横截面积的特性曲线，而图5B包括25K(开尔文)的特定温度差dT和各种横截面积的特性曲线。从图5A和图5B可以看出，横截面积为0.35mm2的导线可以在几乎无限长的时间内承载大约9A(安培)的电流，而不会超过高于环境温度的25K的温度差dT。从图5B可以看出，横截面积为0.75mm2的导线可以在超过高于环境温度的25K的温度差dT之前大约100秒内承载10A(安培)的电流。通常，电流越大，给定横截面积和给定温度差的容许时间段越短。应当指出，图5A和图5B的图中示出的特性曲线具有以双对数表示的线性下降分支。
从图5A和图5B可以看出，温度差dTx(例如，温度值dT1，dT2，dT3，dT4，dT5，dT6)与给定电流(参见图5A，电流ix)的给定积分时间tx(例如，时间t1，t2，t3，t4，t5，t6)和特定横截面积(例如，在图5A的示例中为0.35mm2)相关联。因此，可以通过对通过导线的电流iL＝ix随时间进行积分来确定特定导线横截面的温度值dT(其代表高于环境温度的温度)，并且第一保护信号OC可以指示当温度值dT达到限定的第一参考温度差dTR时电子开关2的关断。所提及的积分可以使用可以被包括在监测电路4(参见图2)中的数字滤波器来有效实现。图6示出了监测电路的一种示例性实现方式。
基本上，图6的监测电路被配置为基于电流感测信号CS来确定第一保护信号OC。如所提及的，可以在具有积分特性的数字滤波器42中完成积分。根据所描绘的示例，电流感测信号CS(其可以是与负载电流iL成比例的电压)被供应给滤波器45的输入，该滤波器45可以是(可选)模拟低通滤波器，以移除具有相当高的频率的瞬变等和/或执行抗混叠滤波器功能。滤波器45的输出可以连接到模数转换器(ADC)41的输入，该模数转换器41被配置为数字化经滤波的电流感测信号CS。ADC 41可以具有对数特性，以便考虑图5A和图5B所示的对数特性曲线。然后，(例如，对数化的)数字电流感测信号CSDIG由数字滤波器42转换为温度值dT。然后，所得温度值dT(其代表高于环境温度的温度差)供应给数字比较器43，该数字比较器43可以被配置为当数字滤波器42的输出处提供的温度值dT超过为特定导线横截面指定的第一参考温度差dTR(例如，25K)时，将第一保护信号OC设置为高电平。应当指出，如果ADC41没有对数特性，则数字电流感测信号CSDIG应当在被供应给滤波器42之前被平方。在这方面，参考图8以及出版物US20170294772A1，在该出版物US20170294772A1中，描述了温度计算的这个概念。
如所提及的，数字滤波器42被配置为将(由数字化电流感测信号CSDIG代表的)负载电流iL和相关联的积分时间转换为温度值，在该积分时间期间，电流通过导线。在本示例中，滤波器特性42取决于表征导线的参数，例如，导线的横截面积，该导线承载负载电流，并且可以由特性曲线族代表，诸如图5A的图所示的(0.35mm2的示例性横截面积的)特性曲线。在一个特定示例中，特性曲线(或相关曲线)可以被存储为查找表，即，通过将特性曲线的多个采样点存储在存储器中。两个采样点之间的值可以使用例如插值来确定。
传统保险丝(慢熔保险丝、中熔保险丝、快熔保险丝)针对特定触发电流而被生产并且具有特定触发时间，其中触发时间对应于参考温度dTR和如上文所说明的导线横截面A的特定组合(参见图5A和图5B)。然而，期望具有一种可配置保险丝，该可配置保险丝可以用于各种导线参数，诸如例如，导线横截面和参考温度值dTR(高于环境温度的最高温度)。
图7示出了电子保险丝电路的一个示例，该电子保险丝电路还被称为智能保险丝电路10。图7的电路与图2的电路基本相同，并且参考相应描述。然而，逻辑电路3比图2的示例更复杂，并且监测电路4可以例如根据图6实现，其中省略了模拟低通滤波器45(低通滤波器45是可选的)。然而，与图6的示例不同，在本示例中，监测电路4可配置为使得其特性可以基于至少一个导线参数选择，该至少一个导线参数例如允许选择特定导线横截面和/或期望参考温度差dTR的特性曲线(参见图5)。在本文中所描述的示例中，至少一根导线参数是或代表电缆横截面积和/或高于环境温度的最大温度值或两者。从图5的图中可以看出，这两个导线参数定义特定特性曲线，该特定特性曲线代表特定导线/电缆的电子保险丝电路的期望特性。应当理解，诸如导线直径或绝对温度之类的其他参数(例如，在测量环境温度的情况下)可以用作导线参数。更进一步地，导线参数不必与任何物理量(诸如横截面积或温度)成比例，而可能只是个数值参数，其允许从特性曲线的集合中确定(例如，选择)监测电路所使用的期望特性曲线(参见图5)。如图7所示，电子保险丝电路可以是布置在一个芯片封装中的集成电路，其中电子开关2和其余电路部件(驱动器5、逻辑电路3和监测电路4)可以集成在同一半导体管芯中或集成在芯片封装中设置的两个单独的半导体管芯中。然而，在其他实施例中，智能保险丝电路10可以分布在两个或更多个单独的芯片封装中。在图7的示例中，所有描绘的电路部件都集成在一个半导体芯片中。
电子开关2的负载电流路径可以连接在智能保险丝电路10的电源引脚SUP与输出引脚OUT之间。通常，逻辑电路3可以被配置为接收至少一个导线参数，该至少一个导线参数在本示例中包括来自微控制器或其他控制电路系统的关于导线横截面积A和参考温度差dTR的信息。如图6所示，逻辑电路3可以被配置为经由输入引脚IN(输入信号SIN，还参见图2)和(选择信号SS1和SS2所代表的)输入引脚SELT和SELC从控制器接收信号，并且为电子开关2提供驱动信号SON。在本示例中，选择信号SS1指示特定曲线的集合中的一个特定曲线，因此代表导线参数。选择信号SS2指示特定跳闸电流，该特定跳闸电流代表用于触发(例如，使用比较器6实现的)过电流关闭的最大电流iTRIP(跳闸电流)。驱动器5可以被配置为将作为二进制逻辑信号的信号SON转换为适合于接通和关断电子开关2的驱动电压VGS(栅极源极电压)或相应的驱动电流。像在图2的示例中一样，监测电路4接收(模拟)电流感测信号CS，并且基于该电流感测信号CS来生成可以由逻辑电路3处理的第一保护信号OC，例如，如图3的示例所示。
基于至少一个导线参数中包括的并且例如从控制器接收的信息，控制逻辑3可以配置数字滤波器42和/或比较器43，使得监测电路4的特性对应于导线横截面积A和参考温度差dTR的特定组合。在本示例中，监测电路4可以基于在输入引脚SELT处接收的选择信号SS1来配置。因此，选择信号SS1可以代表指示期望导线(横截面和温度差)的参数。图4所示的接地引脚GND耦合到参考电位，例如，接地电位，并且连接到逻辑电路3和需要参考电位才能正常工作的其他电路部件。应当理解，在另一实施例中，(多个)导线参数还可以被编码为单个(例如，数字)选择信号，例如，由诸如串行外围设备接口(SPI)之类的数字通信接口接收。进一步地，应当理解，如何向逻辑电路提供有关信息的具体机构并不相关。基本上讲，监测电路4被配置为适合于特定导线。
上文所提及的比较器6可以用于实现附加保护机构，该附加保护机构响应于检测到负载电流iL等于或大于最大电流(iL≥iTRIP)而启动立即过电流关闭，该立即过电流关闭可以基于在输入引脚SELC处接收的选择信号SS2进行配置。因而，比较器6通过将第二保护信号OC2设置为适当的逻辑电平(例如，高电平)来响应于检测到iL≥iTRIP而发信号通知逻辑电路3以触发立即过电流关闭。应当指出，该附加保护机构与选定特性曲线无关，并且主要旨在保护电子开关2本身而不保护负载和导线。在其他实施例中，关于该参数(最大电流/跳闸电流iTRIP)的信息可以例如经由串行通信接口(诸如上文所提及的SPI)提供给逻辑电路。
图8更详细地示出了监测电路4的另一示例性实施例。图8还示出了如何可以更详细地实现电流感测的一个示例。为了进行电流测量，使用所谓的Sense-FET电路。也就是说，该电子开关实际上包括两个MOSFET晶体管21和22；晶体管21是耦合在电源节点(电源引脚SUP)与输出节点(输出引脚OUT)之间的实际负载晶体管，并且承载负载电流iL，而晶体管22被配置为提供感测电流iCS1的感测晶体管，该感测电流iCS1指示负载电流iL。负载晶体管21和感测晶体管22的栅极连接，并且接收同一栅极电压VG。同样，负载晶体管21和感测晶体管22的漏极连接，并且接收同一漏极电压(在高侧配置的情况下为电源电压VB)。感测晶体管的源极电流称为感测电流iCS1，当两个晶体管21，22的漏极源极电压相等时，该源极电流与负载电流iL(负载晶体管21的源极电流)基本成比例。在这种情况下，两个晶体管在同一操作点中操作，并且源极电流的比例iL/iCS1等于晶体管21和晶体管22的有源区域的比例A21/A22。
图8的监测电路4从电流感测电路接收电流感测信号，该电流感测信号在本示例中为数字信号CSDIG。电流感测电路基本上包括具有源极电流iCS1(感测电流)的感测晶体管33和模数转换器。根据本示例，模数转换器(ADC)41可以是计数器型ADC或SAR(逐次逼近寄存器)型ADC。因而，ADC 41包括控制电路411、电流输出数模转换器(DAC)412、以及比较器413。DAC 412基本上是电流源，其可以由控制电路411中包括的数字寄存器CNT所提供的数字控制信号控制。控制电路411被配置为根据给定方案修改数字寄存器CNT，并且所得模拟电流iCS1从感测晶体管22的源极端子中排出。也就是说，电流输出DAC 412的输出节点被连接到感测晶体管22的源极，因此，感测晶体管的源极电流实际上由DAC 412设置。比较器413被配置为比较负载晶体管21与感测晶体管22的源极电位(漏极源极电压)，并且(通过其输出的电平改变)指示源极电位何时相等。换句话说，比较器413指示何时采样感测晶体管22的源极电流iCS1。如所提及的，在这种情形下(晶体管21和22具有相等的源极电位)，感测电流iCS与负载电流iL成比例，因此，寄存器CNT的电流值代表负载电流，并且作为数字电流检测信号CSDIG输出。在一个简单的实现方式中，控制电路411可以基本上包括计数器，该计数器被定期复位并且相加(从而使DAC输出电流斜升)，直到比较器413指示晶体管21，22的源极电位相等为止。如所提及的，更复杂的方案(诸如SAR)可以用于修改寄存器CNT。
依据实现方式，监测电路4可以(可选地)包括抽取器44，以降低由ADC 41提供的数字数据流的数据速率或提供平均功能。监测电路4还可以包括平方单元45，其被配置为计算数字电流感测信号CSDIG的平方。平方单元45是可选的，并且如上文已经提及的，当ADC 41具有对数特性时，可以省略。在图8所描绘的示例中，ADC 41具有线性特性，并且使用数字滤波器42对平方的电流感测信号CSDIG 2进行滤波。滤波器42可以包括如上文已经提及的积分特性，并且滤波器输出信号代表电缆温度，并且指示电缆高于环境温度的温度差dT。数字比较器43用于将温度差dT与阈值进行比较，并且当超过参考温度差dTR时，指示过电流(信号OC)。应当指出，监测电路4中包括的数字电路系统使用时钟信号CLK进行操作，并且需要被初始化为特定初始状态，这通常由复位信号RES来完成。
图9示出了电流感测功能的另一示例性实现方式。基本上，图9中示出的电流感测电路是上文已经进行了进一步讨论的图8中包括的电流感测电路的增强。在图9的示例中，使用Sense-FET电路，其中电子开关2包括三个MOSFET晶体管21，22和23。晶体管21是耦合在电源节点(电源引脚SUP)与输出节点(输出引脚OUT)之间的实际负载晶体管，并且承载负载电流iL(如图8的示例所示)；晶体管22和23均被配置为感测晶体管，当晶体管在同一操作点(即，相等的栅极电位、漏极电位和源极电位)中操作时，这些感测晶体管分别提供指示负载电流iL的感测电流iCS1和iCS2。负载晶体管21的栅极和感测晶体管22和23的栅极连接，并且接收同一栅极电压VG。同样，负载晶体管21的漏极和感测晶体管22和23的漏极连接，并且接收同一漏极电压(在高侧配置的情况下为电源电压VB)。感测晶体管22的源极电流称为感测电流iCS1，而感测晶体管23的源极电流称为感测电流iCS2，当晶体管21，22和23的漏极源极电压相等时，两者均与负载电流iL(负载晶体管21的源极电流)成比例。
图9右侧的各个部分(电流输出DAC 412、控制电路411、以及比较器413)与图8的示例中相同，并且参考上文的相应描述。控制电路411可以用作模数转换器，并且生成数字电流感测信号CSDIG，该数字电流感测信号CSDIG例如用于计算监测电路中的温度差dT。图9左侧的各个部分(另一晶体管232、电阻器RCS、以及放大器231)被配置为执行冗余电流测量。在本示例中，晶体管232是p沟道MOS晶体管，其源极连接到感测晶体管23的源极，使得感测晶体管23的源极电流iCS2也是另一晶体管232的源极电流。放大器231的第一输入和第二输入连接到负载晶体管21和感测晶体管23的源极，并且放大器231的输出连接到晶体管232的栅极。放大器232可以被实现为运算跨导放大器(OTA)，其驱动晶体管232，使得负载晶体管21和感测晶体管23的源极电位之间的差接近零。如所提及的，在这种情形下，当两个晶体管21，23在同一操作点中操作时，感测电流iCS2与负载电流iL成比例。感测电流iCS2通过电阻器RCS，该电阻器RCS串联连接到晶体管232的漏极源极路径。在所描绘的示例中，电阻器RCS连接在晶体管232的漏极与接地电位之间。电阻器RCS两端的电压降VCS(VCS＝RCS·iCS2)可以用作模拟电流检测信号，并且供应给图7所示的比较器6。比较器可以被配置为将模拟电流检测信号VCS与参考电压VREF＝RCS·iTRIP/kILIS进行比较。在该示例中，kILIS是负载电流iL与感测电流iCS2之间的比例因子(iCS2＝iL/kILIS)，而iTRIP是用于过电流关闭的跳闸电流(当检测到条件iL≥iTRIP时)。
应当指出，模拟电流感测信号VCS可以供应给比较器6(参见图7)，其监测负载电流，以便当负载电流超过特定最大值时，触发过电流关闭，而可以在监测电路4中处理数字电流感测信号CSDIG，以便根据特定导线的预先选择的特性曲线来启动电子开关的关断。附加地，关于测量的负载电流的信息还可以提供给诸如外部微控制器8(参见图1)之类的外部电路。为此，电子保险丝设备可以具有专用电流输出引脚IS，在该专用电流输出引脚处，可以提供诊断电流iS，该诊断电流iS承载诸如测量的负载电流、测量的温度、电流参数设置等之类的信息。附加地或备选地，电子保险丝可以包括诸如SPI(串行外围接口)之类的通信接口(comm.)，其被配置为接收代表负载电流的数字信息(例如，数字信号CSDIG)，并且将该信息传输到数字通信链路。在SPI链路的情况下，通常使用四个引脚MISO，MOSI，SCLK和SS。SPI是众所周知的实际标准，因此本文中不再赘述。
图10示出了能够在引脚IS处输出模拟感测电流iCS2(模拟电流感测信号，图2中被标记为CS)或输出代表数字电流感测信号CSDIG的感测电流iCS1的电路的示例。输出电流通常可以称为感测电流iS，并且通过经由如图10所示的电阻器RS排出电流iS来将其转换为相应电压VS。应当理解，电阻器RS是在引脚IS处外部连接到电子保险丝设备的部件。然而，电阻器还可以被集成在电子保险丝设备中；在这种情况下，引脚IS会提供诊断电压而非诊断电流。
图10的电路与图9中的电路基本相同，并且为了避免重复而参考上文描述。然而，图10的电路附加地包括电流输出电路9，其被配置为将感测电流iCS1或感测电流iCS2引导到引脚IS，在该引脚IS处，输出电流。电流输出电路9可以包括模拟多路复用器91，其被配置为接收感测电流iCS1和iCS2，并且将这些电流中的一个选定电流引导到输出引脚IS。可以依据选择信号ISOUT的电平来进行选择，该选择信号ISOUT可以例如由逻辑电路3(参见图7)生成。在所描绘的示例中，电流输出电路9还包括电子开关92，当电流iCS1未被选择时，该电子开关92闭合，使得电流路径闭合，并且当经由引脚IS的电流iCS1不可用时，电流iCS1可以排出到接地。在本示例中，电流输出电路9被配置为直接输出感测电流iCS2或iCS1。应当理解，在其他示例中，电流镜可以用于提供等于iCS1或iCS2的镜电流，并且镜电流可以在引脚IS处输出。对于电流输出电路9的功能，选定电流是直接还是间接(例如，经由电流镜)输出是无关紧要的。
图11的示例可以被视为图10的示例的增强。因此，图11的电路与图10中的电路基本相同，并且为了避免重复而参考上文描述。然而，图11的电路包括附加电流源QF，其被配置为提供电流iFAULT。该电流iFAULT被供应给电流输出电路，该电流输出电路被配置为响应于检测到例如电流感测电路的错误操作而在引脚IS处输出电流iFAULT。
在图11的本示例中，当感测晶体管22与23的源极电位之间的差大于最大容许差时，检测到电流感测电路的错误操作。为此，电流输出电路9可以包括比较器93，其被配置为检测感测晶体管22的源极电位与感测晶体管23的源极电位相差超过一个指定量的时间。在检测到这种偏差时，电流源QF可以连接到多路复用器9，该多路复用器9在本示例中通过电子开关94实现，该电子开关由比较器93的输出驱动。当开关93闭合时，电流iFAULT注入到感测电流iCS2的电流路径中，因此如上文所讨论的，当比较器检测到感测电流电路的错误操作时，多路复用器接收总和电流iCS2+iFAULT而非感测电流iCS2。
换句话说，电流iFAULT是当检测到检测电流iCS2和iCS1不一致时添加到检测电流iCS2的偏移电流。当选择将感测电流iCS2在引脚IS输出时，连接到引脚IS的外部电路系统可能会检测到偏移电流iFAULT，并且获得关于检测的不一致/错误操作的信息。应当理解，电流iFAULT不必作为添加到感测电流iCS2的偏移电流来输出。备选地，多路复用器91可以被配置为在电流iFAULT，iCS2以及iCS1之中进行选择，其中当检测到所提及的不一致/错误操作时，选择iFAULT。
图12示出了图11的示例的略微修改。图12的示例与先前示例基本相同，并且为了避免重复而参考上文描述。图12和图11在电流输出电路9的实现方式上(特别是在控制电流iFAULT的馈入的方式上)本质上不同。本质上讲，用于图11的示例的电压比较器93被图12所示的电流比较器93’替换。因而，电流比较器93’被配置为检测何时电流iCS1与电流iCS2相差超过一个预先确定的量(例如，预先确定的百分比)。因而，电流比较器93’具有窗口比较器的特性。换句话说，电流比较器93’可以使用两个阈值iTH1和iTH2，即，例如，iTH1＝iCS2·(1-x/100)和iTH2＝iCS2·(1+x/100)，其中x表示预先确定的百分比。在其输出处，电流比较器93’将指示是否违反了条件iTH1<iCS1<iTH2(即，iCS1是否与iCS2相差超过x％)。如果是这种情况，则开关94将闭合并且电流iFAULT作为偏移电流添加到iCS2，如上文参考图11所解释的。
在图13的示例中，示出了电流比较器93’的一个实际实现方式，其中电流比较器使用电流镜来实现。因为图13的其余部分与图12基本相同，所以下文的描述集中于电流比较器。为了实现两个阈值iTH1和iTH2，提供第一电流镜，该第一电流镜由晶体管301，302和303组成。晶体管301形成电流镜的输入晶体管，即，晶体管301的源极漏极电流路径串联连接到晶体管232的源极漏极电流路径。晶体管302和303形成电流镜的两个输出晶体管，并且分别提供两个镜电流iCS2’和iCS2”。电流镜可以被设计为使得比例iCS2’/iCS2为1-x/100并且比例iCS2”/iCS2为1+x./100，其中x对应于上文所提及的预先确定的百分比。电流镜的两个输出晶体管302和303分别串联连接到电流源412’和412”，这两个都是可控电流源，该可控电流源被控制为排出与电流源412相同的电流(电流输出DAC)。因而，电流源412，412’和412”还可以被视为电流镜。应当指出，iCS2’和iCS2”对应于先前示例中所提及的阈值电流iTH1和iTH2。
在正常操作中(即，当iCS2’<iCS1<iCS2”时)，电流源412’和晶体管302的公共电路节点N’的电位将被(朝向接地)下拉，并且电流源412”和晶体管303的公共电路节点N”的电位将被(朝向电源电压VB)上拉。在iCS2’<iCS2”≤iCS1有效的情形下，两个电路节点N’和N”的电位都将被下拉。同样，在iCS1≤iCS2’<iCS2”有效的情形下，电路节点N’和N”的电位都将被上拉。因而，电路节点N’和N”之间的电位差将仅在第一情形iCS2’<iCS1<iCS2”下达到显着值。比较器93”被配置为检测何时电路节点N’和N”之间的电位差下降到低值，即，检测何时违反正常操作条件iCS2’<iCS1<iCS2”。如果是这种情况，则如先前示例中一样闭合开关94，从而导致将偏移电流iFAULT添加到感测电流iCS2。
图14示出了如何使用电子保险丝电路10(智能保险丝电路)来保护负载的一个示例性实施例。特别地，图14包括从外部连接到电子保险丝电路10的电路系统，该电子保险丝电路10在本示例中集成在单个芯片中。电源引脚SUP连接到电源(例如，提供电源电压VB的电池端子)，并且接地引脚GND连接到接地端子。供应给输入引脚IN的输入信号SIN是逻辑信号，该逻辑信号的逻辑电平(高电平或低电平)指示是接通还是关断电子开关2。(阻抗Z所代表的)负载经由导线连接到输出引脚OUT。上文所提及的选择信号SS1和SS2可以通过将电阻器RT和RC分别连接到输入引脚SELT和SELC来生成(还参见图7)。电子保险丝电路可以包括电流源，其在输入引脚SELT和SELC处的输入引脚处提供限定的恒定电流iT和iC。这些电流iT和iC经由连接到输入引脚SELT和SELC的电阻器RT和RC排出，从而导致相应电压降iT·RT和iC·RC。这些电压降形成图7的示例中所示的所提及的选择信号SS1和SS2，并且分别代表要选择的期望导线特性(图5)和上文所提及的过流关闭功能要使用的期望最大电流iTRIP。在输入引脚DEN(Diagnosis ENable引脚)上接收的信号SDEN可以用于控制在电流输出引脚IS处输出的信息。
图15的时序图示出了诊断功能的一个示例，该诊断功能可以(尤其)在逻辑电路3中实现，并且允许外部控制器(例如，参见图1，微控制器8)读出诊断信息，诸如感测电流iCS1或iCS2或其他参数。当输入信号SDEN(诊断请求信号，“Diagnosis ENable”)被设置为例如高电平时，在引脚IS处输出诊断电流iS。该诊断电流iS的含义(即，诊断电流iS所传达的信息)取决于输入信号SIN的逻辑电平和信号SDEN的高电平脉冲的定时。在图15的示例中，示出了输入信号SIN和SDEN以及诊断电流iS的示例性时序图。
当输入信号SIN处于高电平时，该高电平指示电子开关2接通(正常操作)，诊断请求信号SDEN的高电平会导致诊断电流iS，该诊断电流iS指示负载电流iL。也就是说，多路复用器91(参见图10至图13)被控制为使得其输出模拟电流感测信号iCS2。从图15可以看出，如果在诊断请求信号SDEN在至少一个给定时间段T0(脉冲停顿时间)内已经处于低电平之后，诊断请求信号SDEN中的上升沿出现，则诊断请求信号SDEN的高电平使诊断电流iS＝iCS2指示负载电流iL。
如果诊断请求信号SDEN包括两个或更多个“导通脉冲”，其中导通脉冲之间的(多个)停顿短于时间段T0，则可以读出其他信息(除了感测电流iCS2之外)。在图15的示例中，诊断请求信号SDEN中的第三导通脉冲(图15的第二时序图)紧随第二导通脉冲之后，其中停顿短于T0(停顿时间TP<T0)，因此，在引脚IS处输出的诊断电流iS被设置为指示电流输出DAC412所提供的感测电流iCS1(参见图10至图13)。同样，在短于给定时间段T0的停顿之后，诊断请求信号SDEN中的第四(最后一个)导通脉冲也被断言，因此，在引脚IS处输出的诊断电流iS被设置为指示用于触发过电流关闭(比较器6，参见图7)的当前使用的跳闸电流iTRIP。
综上所述，通常依据诊断请求信号SDEN的脉冲模式来控制诊断电流，以使电流输出电路设置诊断电流iS的值，使得它代表负载电流(电流感测信号iCS2，iCS1等)、跳闸电流iTRIP等。
尽管已经相对于一个或多个实现方式对本发明进行了示出和描述，但是可以在不脱离所附权利要求的精神和范围的情况下，对所示出的示例进行变更和/或修改。特别关于上文所描述的部件或结构(单元、组件、设备、电路、系统等)所执行的各种功能，用于描述这些部件的术语(包括对“器件”的引用)旨在与执行所描述的部件的指定功能(例如，其在功能上等同)的任何部件或结构相对应，即使在结构上不等同于在本文中所示出的本发明的示例性实现方式中执行该功能的所公开的结构，除非另有说明。

Claims (13)

1.一种集成电路，包括：
晶体管(21)，耦合在电源引脚(SUP)与输出引脚(OUT)之间；
电流输出电路(9)，被配置为在电流输出引脚(IS)处提供诊断电流(iS)；
电流感测电路，耦合到所述晶体管(21)并且被配置为生成第一电流感测信号(iCS1)和第二电流感测信号(iCS2)，所述第一电流感测信号(iCS1)指示通过所述晶体管(21)的负载电流，所述第二电流感测信号(iCS2)指示所述负载电流；
其中所述电流输出电路(9)被配置为依据控制信号(ISOUT)选择以下各项中的一项作为诊断电流：所述第一电流感测信号(iCS1)以及所述第二电流感测信号(iCS2)。
2.根据权利要求1所述的集成电路，
其中所述电流感测电路包括模拟电路系统和数字电路系统，并且其中所述第一电流感测信号(iCS1)使用数字电路系统生成，并且所述第二电流感测信号(iCS2)仅使用模拟电路系统生成。
3.根据权利要求1或2所述的集成电路，还包括：
电流源，提供指示误差的另一电流(iFAULT)；
比较器电路，其被配置为检测所述第一电流感测信号(iCS1)与所述第二电流感测信号(iCS2)是否一致；以及
其中所述电流输出电路(9)被配置为响应于所述比较器检测到所述第一电流感测信号(iCS1)和所述第二电流感测信号(iCS2)不一致而输出所述另一电流(iFAULT)。
4.根据权利要求3所述的集成电路，
其中所述另一电流(iFAULT)是叠加到所述第一电流感测信号(iCS1)或所述第二电流感测信号(iCS2)上的偏移电流。
5.根据权利要求2至4中任一项所述的集成电路，
其中所述电流感测电路的所述数字电路系统被配置为提供指示所述负载电流的数字信息(CSDIG)，以及
其中所述集成电路包括数字通信接口，所述数字通信接口被配置为接收所述数字信息并且被配置为穿过数字通信链路传输所述数字信息。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的集成电路，
其中所述电流感测电路包括耦合到所述晶体管(21)的第一感测晶体管(22)和第二感测晶体管(23)，通过所述第一感测晶体管(22)的所述电流是所述第一电流感测信号(iCS1)，而通过所述第二感测晶体管(23)的所述电流是所述第二电流感测信号(iCS2)。
7.根据权利要求6所述的集成电路，
其中所述电流感测电路包括数模转换器(412)，所述数模转换器(412)耦合到所述第一感测晶体管(22)并且被配置为根据数字信号设置通过所述第一感测晶体管(22)的所述电流；以及
其中所述电流感测电路包括控制电路(411)，所述控制电路(411)被配置为修改所述数字信号，使得所述第一感测晶体管(22)和所述晶体管(21)大约在同一操作点中操作。
8.根据权利要求6或7所述的集成电路，
其中所述电流感测电路包括另一晶体管(232)，所述另一晶体管(232)具有主电流路径，所述主电流路径串联耦合到所述第二感测晶体管(23)的所述主电流路径，并且其中所述电流感测电路还包括放大器(231)，所述放大器(231)被配置为驱动所述晶体管(232)，使得所述晶体管的主电流路径两端的电压降与所述第二感测晶体管(23)的所述主电流路径两端的电压降基本相等。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的集成电路，还包括：
输入引脚(DEN)，用于接收诊断信号(SDEN)，
其中确定要选择的所述诊断电流的所述控制信号取决于所述诊断信号(SDEN)的脉冲模式。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的集成电路，还包括：
监测电路(4)，被配置为基于所述第一电流感测信号(iCS1)以及与被连接到所述输出引脚(OUT)的导线相关联的预设时间温度特性来生成保护信号(OC)。
11.一种方法，包括：
通过激活晶体管(21)在电源引脚(SUP)与输出引脚(OUT)之间建立负载电流路径；
生成第一电流感测信号(iCS1)和第二电流感测信号(iCS2)，所述第一电流感测信号(iCS1)指示通过所述晶体管(21)的负载电流，所述第二电流感测信号(iCS2)指示所述负载电流；
依据控制信号(ISOUT)选择以下信号中的一个信号：所述第一电流感测信号(iCS1)以及所述第二电流感测信号(iCS2)；以及
在电流输出引脚(IS)处提供所选择的信号作为诊断电流(iS)。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括：
检测所述第一电流感测信号(iCS1)与所述第二电流感测信号(iCS2)是否一致；
提供指示误差的另一电流(iFAULT)；
响应于检测到所述第一电流感测信号(iCS1)与所述第二电流感测信号(iCS2)不一致，输出所述另一电流(iFAULT)作为诊断电流(iS)。
13.根据权利要求11或12所述的方法，还包括：
基于所述第一电流感测信号(iCS1)以及与被连接到所述输出引脚(OUT)的导线相关联的预设时间温度特性来生成保护信号(OC)，
通过根据所述保护信号(OC)禁用晶体管(21)使所述电源引脚(SUP)与输出引脚(OUT)断开连接。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020122571B4 (de) 2020-08-28 2023-03-30 Infineon Technologies Ag Intelligenter elektronischer schalter
DE102020123149A1 (de) 2020-09-04 2022-03-10 Infineon Technologies Ag Ansteuerschaltung für elektronischen schalter

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9818044D0 (en) 1998-08-20 1998-10-14 Koninkl Philips Electronics Nv Power transistor device
KR100381054B1 (ko) 1999-12-28 2003-04-18 엘지.필립스 엘시디 주식회사 인듐-징크-옥사이드로 적용된 투명전극과 이를 에칭하기위한 에천트
EP1266454B1 (de) 2000-03-15 2003-10-22 CT-Concept Technologie AG Verfahren zum betrieb einer parallelanordnung von leistungshalbleiterschaltern
DE10042585C1 (de) 2000-08-30 2002-11-14 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zur Erfassung des Stromes in einem Lasttransistor
JP4220916B2 (ja) 2004-02-24 2009-02-04 株式会社デンソー 半導体スイッチ
DE102004063946B4 (de) 2004-05-19 2018-03-22 Infineon Technologies Ag Transistoranordnungen mit einer in einem Trennungstrench angeordneten Elektrode
JP2007020391A (ja) 2005-07-07 2007-01-25 Samsung Electro Mech Co Ltd 高効率ハーフブリッジｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法
US7489855B2 (en) 2006-07-31 2009-02-10 Infinson Technologies Ag Systems and methods for driving a load
US8508078B2 (en) 2009-06-30 2013-08-13 Decicon, Inc. Power switch with reverse current blocking capability
US8493018B2 (en) 2011-01-31 2013-07-23 Tesla Motors, Inc. Fast switching for power inverter
EP2712083B1 (en) 2012-09-20 2015-02-25 Infineon Technologies AG Semiconductor device including short-circuit protection depending on an under-voltage detection
US9245888B2 (en) 2012-09-29 2016-01-26 Infineon Technologies Ag Reverse polarity protection for n-substrate high-side switches
US9123336B1 (en) 2013-06-25 2015-09-01 Google Inc. Learning parsing rules and argument identification from crowdsourcing of proposed command inputs
US9413352B2 (en) 2014-11-04 2016-08-09 Infineon Technologies Austria Ag Adjustable internal gate resistor
US9887532B2 (en) 2015-01-14 2018-02-06 Infineon Technologies Ag Power switch device
US10886723B2 (en) * 2015-07-31 2021-01-05 Harris Corporation Adaptive single event latchup (SEL) current surge mitigation
DE102015114460B4 (de) 2015-08-31 2022-06-09 Infineon Technologies Ag Versorgungslast mit Einschaltstromverhalten
JP6549451B2 (ja) * 2015-09-02 2019-07-24 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路装置および電子装置
US10298251B2 (en) 2016-04-08 2019-05-21 Infineon Technologies Ag Electronic switching and protection circuit
US11404866B2 (en) 2016-04-08 2022-08-02 Infineon Technologies Ag Electronic switching and protection circuit with several operation modes
US9954548B2 (en) 2016-04-08 2018-04-24 Infineon Technologies Ag Electronic switching and protection circuit with a logarithmic ADC
US10243490B2 (en) 2016-06-17 2019-03-26 Semiconductor Components Industries, Llc Controlling multiple facets of duty cycle response using a single motor integrated circuit pin
JP6712199B2 (ja) * 2016-08-10 2020-06-17 ローム株式会社 過電流保護回路
EP3358738A1 (de) 2017-02-03 2018-08-08 Siemens Aktiengesellschaft Leistungshalbleiterschaltung
DE102017106896B4 (de) 2017-03-30 2023-02-02 Infineon Technologies Ag Elektronischer Schalter für elektronische Sicherung
DE112017007752T5 (de) * 2017-07-17 2020-04-09 Maglab Limited Kombinationsstromerfassungseinrichtung
US10305363B1 (en) 2018-03-29 2019-05-28 Semiconductor Components Industries, Llc Current doubling DC-DC converter with efficient sleep mode

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