CN112260651A - 宽带可编程谐波抑制混频器 - Google Patents

Abstract

本发明提出的一种宽带可编程谐波抑制混频器，旨在提供一种电路简单，具有超宽带特性谐波抑制混频器HR。本发明采用如下技术方案实现：宽带射频信号经过带通滤波器带通滤波抑制频率高于本振信号的N₂次谐波的频谱分量后，射频信号经RF1/M功分器分成M路等幅同相的信号，分别进入M个混频支路；功分成分别进入M个混频支路的等幅信号，在第m个混频支路中，本振信号被M个本振移相器移相后进入混频器本振端口，各混频支路中的本振信号经移相器移相后与射频信号混频，产生包含全部混频组合分量的全中频信号组，经中频幅度加权电路的幅度乘以加权系数，合成后进入中频低通滤波器，对其高频分量进行滤波，滤除高频分量得到最终的输出中频信号。

Description

宽带可编程谐波抑制混频器

技术领域

本发明涉及一种采用多相正弦本振信号、多路混频和中频幅度加权结构的宽带可编程谐波抑制混频器。

背景技术

毫米波频段工作频率很高，虽有性能优越的混频器件，但单个混频器很难实现对各阶谐波信号的高抑制度，尤其是随着射频系统的宽带化，混频器对宽频带内接收和发射机谐波的抑制逐渐成为整机抗干扰的最后难题。谐波是一个数学或物理学概念，是指周期函数或周期性的波形中能用常数、与原函数的最小正周期相同的正弦函数和余弦函数的线性组合表达的部分。对应不同的应用场合，谐波抑制对滤波器某些电器性能特性有不同的要求。谐波抑制混频器(HarmonicRejectiedMixer，HRM)是一种特殊的混频器，它可以实现射频信号和本振信号基波混频，产生中频信号，其频率等于二者频率之差，同时抑制射频信号谐波和本振谐波混频产生的高阶组合分量。HRM能实现谐波混频分量25～50dB的额外抑制，这在宽带射频接收机中，可以避免高阶谐波混频引入中频杂散信号。由于这些中频杂散对应的射频信号处于接收频带内，因而难以通过射频滤波进行抑制。同样，在宽带发射机中，HRM用于发射信号上变频，可以抑制谐波混频引入的寄生辐射干扰，这些干扰处于发射信号频带内，也是难以通过滤波加以抑制的。因此，HRM是宽带收发信道上、下变频器的关键部件，可以降低宽带接收机杂散和提高宽带发射机的电磁兼容性，具有十分重要的应用。

经典的HRM方案是采用3路8相(3P-8P)开关混频结构，其原理是对正弦本振信号一个周期内进行8次采样和幅度量化，形成具有8相和3种幅度电平的幅度离散本振信号，再驱动混频器实现与射频信号的硬开关混频。由于此时幅度离散本振信号是正弦本振信号的8倍过采样序列，根据采样定理，其频谱是正弦本振频谱以采样频率(8倍本振频率)周期性重复，因此除了基波分量，下一个频谱是9次谐波，而没有2～8次谐波，因此在于射频信号混频后，不包含2～8次谐波混频分量，从实现了2～8次谐波混频产物抑制。在具体电路实现上，需要产生3路相位相差π/4的方波信号，其基波等于本振信号频率，分别与射频信号进行开关混频，并对3路混频后中频信号幅度进行加权后合成来实现。同时，对于阶次高于8次的信号是HRM不能抑制的，滤波器需具有要求的抑制度；

在经典方案基础上，现有技术又提出了多种改进方案，包括具有幅度校正功能的3P-8P结构HRM，对基波以外各次谐波混频抑制可达60dB以上；包括一条基波混频主路和多条辅助谐波混频支路的可配置HRM，可通过配置各谐波混频支路的幅度、相位，对消主路相应的谐波混频分量。这些谐波混频方案均基于类似原理，采用本振信号为方波形式的多相本振、多路混频和中频幅度或相位加权结构，其主要缺点是本振产生电路复杂，难以实现微波和毫米波频段的HRM；同时，一般只能保留本振基波混频分量，难以选择、输出所需高次谐波混频分量(这对某些系统应用是必需或者有利的。

采用正弦本振信号的非“硬开关”HRM同样可以实现高次谐波混频抑制，由于本振信号易于产生，可以工作到毫米波频段。其主要基于两种原理：其一是采用平方律检波混频，由于其混频器件非线性中最高只包含二次向，因此可抑制所有二次以上谐波混频，缺点是本振信号必须滤除谐波分量，同时对射频信号和本振信号幅度要求严格，因此其动态范围受限，适应性较较差。其二是基于多相射频与多相本振多路混频结构，通过多路混频谐波混频分量对消实现抑制。主要问题是需要对射频信号或中频信号进行准确移相，通常难以宽带设计；同时，一般而言也只能实现基波混频分量输出，难以实现和选择谐波混频输出。本振移相器是本振移相相控阵接收机中的关键模块，根据实现方式，它可以分为无源移相器和有源移相器.无源移相器主要由无源元件如电感、电容等构成，优点是高线性度，缺点是带宽窄、插入损耗大并且工作频率低于30GHz时需要占用较大的芯片面积。有源移相器主要由晶体管构成，有源移相器主要是基于矢量合成原理来实现移相功能的，其中正交矢量合成移相器是最常见的一种.在正交矢量合成移相器中，期望的输出相位是通过将具有合适幅度和极性的同相和正交信号进行合成后得到的。同相和正交信号幅度的改变是分别通过改变同相可变增益放大器(I―VGA)和正交可变增益放大器(Q－VGA)的偏置电流来实现的，这将导致可变增益放大器的线性度波动和漏源电压波动等问题.应用于本振移相时，即输入为大信号时，线性度波动和漏源电压波动将恶化移相器的增益误差和相位误差。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术谐波抑制混频器HRM存在的不足之处，提供一种电路设计简单，成本低，易于实现，具有超宽带特性谐波抑制混频器HR。

本发明的上述目的可以通过以下措施来达到，一种宽带可编程谐波抑制混频器，包括：射频带通滤波器、射频1/M功分器、M个本振1/M功分器，1-M条混频支路相连的功分器，其特征在于：宽带射频信号首先经过带通滤波器1带通滤波抑制频率高于本振信号LO的N₂次谐波的频谱分量后，射频信号经RF1/M功分器2分成M路等幅同相的信号，分别进入M个混频支路7，同时另一路正弦本振信号LO通过LO1/M功分器3分为等幅同相的M路信号也分别进入M个混频支路7；在第m个混频支路7中，本振信号LO被M个本振移相器4移相φ_m后进入混频器5本振端口，各混频支路中的本振信号经移相器移相后与射频信号混频，产生包含全部混频组合分量的全中频信号组S_m，S_m经中频幅度加权电路6，将中频信号组S_m的幅度乘以加权系数a_m，合成后进入中频低通滤波器8，对其高频分量进行滤波，滤除高频分量得到最终的输出中频信号IF。，

本发明相比于现有技术具有如下有益效果：

1电路设计简单，成本低，易于实现。本发明采用一路射频信号RF通过带通滤波器1滤除高于本振信号LO的N₂次谐波频率的频谱分量后，经过RF1/M功分器2分为等幅同相的M路信号，分别进入M个混频支路7，同时另一路本振信号LO通过LO1/M功分器3分为等幅同相的M路信号也分别进入M个混频支路7；本振信号易于产生，电路设计简单，成本低，易于实现，HRM工作频率可到毫米波频段。通过控制每路本振信号的相位和中频幅度加权系数，实现某特定谐波混频分量的叠加输出，而其余谐波混频分量相互抵消。

2具有超宽带特性。本发明采用在第m个混频支路7中，射频信号RF和本振信号LO被M个本振移相器4移相φ_m后进入混频器5本振端口，经各混频支路混频后产生包含全部混频组合分量的全中频信号组S_m，无需射频和中频移相，只需本振移相和中频幅度加权，具备固有超宽带特性，选取适当设计参数和电路设计方案，射频带宽可达多倍频程；由于无需进行射频信号和本振信号的宽带移相，需要移相的本振是单频正弦信号，其余电路均可实现超宽带特性，因此本方案具备固有的超宽带特性。

3本发明并采用正弦本振信号，采用多相单频正弦本振、多路混频结构、只对中频进行幅度加权的谐波抑制混频器HRM。只需通过控制各混频支路中本振移相器和中频幅度加权电路，赋予各混频支路适当的本振信号移相量和全中频信号幅度加权系数，理论上可以实现输出中频信号中只包含射频与特定的本振谐波组合频率分量，实现射频与该次谐波之外的本振谐波组合频率分量的良好抑制。中频信号组S_m经中频幅度加权电路6，将S_m幅度乘以实加权系数a_m，加权后的信号合成后进入中频低通滤波器8，对其高频分量进行滤波，滤除得到最终的输出中频信号IF，由于无需进行射频信号和本振信号的宽带移相，需要移相的本振是单频正弦信号，其余电路均可实现超宽带特性，因此本方案具备固有的超宽带特性。

本发明采用多相正弦本振信号、多路混频和中频幅度加权结构的宽带可编程谐波抑制混频器，将输入射频信号分成多路同相、等功率信号，每路通过混频器与本振信号混频；每路本振信号均采用正弦信号但具有不同相位，每路混频产生的包含全部混频组合分量的全中频信号进行幅度加权后合成，经低通滤波后得到最终的输出中频信号。通过控制每路本振信号的相位和中频幅度加权系数，实现某特定谐波混频分量的叠加输出，而其余谐波混频分量相互抵消。可以实现特定谐波混频分量输出，而抑制其余的谐波混频分量，且输出的谐波混频次数可编程，可编程选择任意某谐波混频分量输出并对其余谐波混频进行抑制，编程只需针对本振相位和中频幅度加权系数进行控制，易于实现。实现谐波混频选择输出和抑制功能，只需要改变各混频支路本振移相量和全中频幅度加权系数，采用本振数字移相器和中频数字衰减器，可以通过对本振移相器和中频幅度加权电路进行编程控制来实现。可以通过对本振移相器和中频幅度加权电路进行编程控制来实现谐波混频选择输出和抑制功能，只需要改变各混频支路本振移相量和全中频幅度加权系数，采用本振数字移相器和中频数字衰减器和通过控制各混频支路中本振移相器和中频幅度加权电路，赋予各混频支路适当的本振信号移相量和全中频信号幅度加权系数，理论上可以实现输出中频信号中只包含射频与特定的本振谐波组合频率分量，实现射频与该次谐波之外的本振谐波组合频率分量的良好抑制。因而本方案的HRM输出和抑制的谐波混频次数具有软件可配置能力。

附图说明

图1是本发明宽带可编程谐波抑制混频器的原理图。

图中：1带通滤波器，2射频1/M功分器，3本振1/M功分器，4本振移相器，5混频器，6是中频幅度加权电路，7混频支路，8中频低通滤波器。其中粗实线代表射频信号路径，带箭头细实线代表本振信号路径，无箭头细实线代表中频信号路径，

具体实施方式

参阅图1。在以下描述的优选实施例中，一种宽带可编程谐波抑制混频器，包括：射频带通滤波器、射频1/M功分器、M个本振1/M功分器，1-M条混频支路相连的功分器。宽带射频信号首先经过带通滤波器1带通滤波抑制频率高于本振信号LO的N₂次谐波的频谱分量后，射频信号经RF1/M功分器2分成M路等幅同相的信号，分别进入M个混频支路7，同时另一路正弦本振信号LO通过1/M功分器3分为等幅同相的M路信号也分别进入M个混频支路7；在第m个混频支路7中，本振信号LO被M个本振移相器4移相φ_m后进入混频器5本振端口，各混频支路中的本振信号经移相器移相后与射频信号混频，产生包含全部混频组合分量的全中频信号组S_m，S_m经中频幅度加权电路6，将中频信号组S_m的幅度乘以实加权系数a_m，加权后的信号合成后进入中频低通滤波器8，对其高频分量进行滤波，滤除高频分量得到最终的输出中频信号IF。

在M≥1个混频支路中，每个混频支路包含顺次串联的本振移相器、混频器、中频幅度加权电路和中频低通滤波器。各混频支路产生的中频信号合成后经本振移相器生成本振信号，通过移相后的本振信号与级联混频器的射频信号混频实现中频信号的移相，中频信号经中频幅度加权电路幅度加权，合成为含射频RF信号频率f_RF±LO信号和谐波混频次数n的频率nf_LO的n次谐波混频分量，通过中频低通滤波器产生最终输出中频信号。

M混频支路通过本振移相器本振相移φ_m为

中频幅度加权电路取各混频支路本振相移φ_m，通过中频幅度加权电路逆变换得到加权系数a_m的表达式

变换后的系数d_k＝C_k，若加权系数a_m为实数，则须满足以下条件：d_k*＝d_M-k，

其中，M是谐波抑制混频器HRM混频支路总数，k为分量数且k＝1.2，…M-1，

为复变函数，C_k为高谐波阶次。

宽带射频信号首先经过带通滤波器带通滤波抑制频率高于本振N₂次谐波的频谱分量后，经1/M功分器分成M路等幅同相的信号，频率为f_LO的正弦本振信号经1/M功分器分成M路等幅同相的信号，分别进入一路混频支路，各混频支路中本振信号经本振移相器移相后与混频器射频信号混频，产生包含全部混频组合分量的全中频信号，并经过中频幅度加权电路幅度加权输出到中频滤波器，各混频支路输出全中频信号合成后，经过中频滤波器滤除高频分量，得到最终的中频信号。

加权系数a_m的离散傅立叶变换DFTc_n为

若高谐波阶次c_kk＝1～M前N项具有以下结构

其中，N₁为c_k为0或者1时的最高谐波阶次，N₂为c_k为0时的最高谐波阶次。

根据以上加权系数a_m为实数的规则，高谐波阶次c_kk＝0～M-1必具有以下结构

混频支路数M不小于N₁+N₂+1，故有M-1≥N₁+N₂，各混频支路本振相移是首项为0，公差为2π/M的等差数列，中频加权系数具有E

形式，当选择任意实数c₀满足2≤c₀≤M-2，中频加权系数小于1的正实数，可采用纯电阻性无源衰减网络实现，其中，m是支路编号，M是混频支路数，N₁是可输出的最大谐波混频次数，N₂是可抑制的最大谐波混频次数。

设前谐波混频次数N₁项高谐波阶次c_k中只有第k＝n项为1，其余为零，则取不同的任意实数c₀可得到一组中频加权系数a_m

M＝N₁+N₂+1，

谐波混频次N₂>1是谐波抑制混频器HRM可抑制的最高谐波混频次数，N₁≥1是可选择为输出中频信号的最高谐波混频次数，式中，m＝1，2，…，M，M是HRM混频支路总数。

考虑射频信号功率较小，M个混频支路中的混频器对处于线性工作状态的射频信号产生全中频信号，各混频支路全中频信号经中频幅度加权电路幅度加权，合成为只包含幅度和相位信息，略去频率因子后的n次谐波混频分量的相量b_n，b_n可表示为：

式中，L_n是n次谐波混频的复变频增益，a_m为加权系数，

为相位信息，φ_m为混频支路本振相移。

根据毫米波射频信道的应用要求，确定接收射频频率f_r范围、本振频率f_l、中频频率f_i和带宽B_i，最高需用的谐波混频次数N₁和最高需抑制的谐波混频次数N₂，确定混频支路数M＝N₁+N₂+1，根据射频频率范围，确定频带通滤波器的频率、带宽，需保证全部接收频带信号均处于滤波通带之内；根据射频范围确定射频1/M功分器的工作频率、带宽，射频1/M功分器实现射频信号的M路等幅同相功率分配，一般要求在相应工作频带内各路之间的幅度不平衡度小于0.5dB，相位不平衡度小于3°,各端口电压驻波比小于1.5，隔离度大于15dB。

根据本振频率确定本振1/M功分器的频率、带宽，本振1/M功分器实现本振信号的M路等幅同相功率分配，一般要求在相应工作频带内各路之间的幅度不平衡度小于0.5dB，相位不平衡度小于3°,各端口电压驻波比小于1.5，隔离度大于15dB。

根据射频范围、本振频率、变频损耗和等要求，选择所用混频器器件，混频器如果本身具备本振或本振信号泄漏和谐波混频分量抑制能力，则相应的可以增强HRM的振或本振信号泄漏和谐波混频分量抑制能力。

为了实现本振移相的精确控制的可编程能力，根据本振频率范围和移相量及其精度要求，选择所用的本振移相器，移相量可根据下式确定混频支路本振相移：

根据本振移相器频率应覆盖工作频率范围，可选择最小相位步进5.625°，6位数字移相器可实现360移相，以满足一般设计要求。

设计中，频加权电路根据中频频率范围、幅度加权系数大小，根据下式确定中频加权系数：

根据系统应用确定，可根据需要选择适当任意实数c₀的值，一个特例是选择c₀＝M-2，此时有中频加权系数：

在M≥4时满足0≤a_m≤1，且此时加权电路可以采用纯电阻性无源衰减网络实现，式中，正整数n是所需输出的谐波混频分量，实现简单且宽带特性较好。

中频幅度加权电路在中频范围内应具有平坦和一致的幅频特性。为实现可编程能力，中频幅度加权电路可选择6位数字衰减器最小衰减步进0.5dB，最大衰减量31.5dB的数字衰减器，以满足一般设计要求。

中频滤波器在中频范围内应具有低插入损耗和平坦的幅频特性，根据中频频率范围，设计中，频滤波器对中频范围外的信号应具有满足系统应用要求的抑制度。

本发明不局限于上述实施方式，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围之内。本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (10)

1.一种宽带可编程谐波抑制混频器，包括：射频带通滤波器、射频1/M功分器、M个本振1/M功分器，1-M条混频支路相连的功分器，其特征在于：宽带射频信号首先经过带通滤波器(1)带通滤波抑制频率高于本振信号(LO)的N₂次谐波的频谱分量后，射频信号经RF1/M功分器(2)分成M路等幅同相的信号，分别进入M个混频支路(7)，同时另一路正弦本振信号(LO)通过LO1/M功分器(3)分为等幅同相的M路信号也分别进入M个混频支路(7)；在第m个混频支路(7)中，本振信号LO被M个本振移相器(4)移相φ_m后进入混频器(5)本振端口，各混频支路中的本振信号经移相器移相后与射频信号混频，产生包含全部混频组合分量的全中频信号组S_m，S_m经中频幅度加权电路(6)，将中频信号组S_m的幅度乘以加权系数a_m，合成后进入中频低通滤波器(8)，对其高频分量进行滤波，滤除高频分量得到最终的输出中频信号(IF)。

2.根据权利要求1所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：在M≥1个混频支路中，每个混频支路包含顺次串联的本振移相器、混频器、中频幅度加权电路和中频低通滤波器，各混频支路产生的中频信号合成后经本振移相器生成本振信号，通过移相后的本振信号与级联混频器的射频信号混频实现中频信号的移相，中频信号经中频幅度加权电路幅度加权，合成为含射频RF信号频率f_RF±LO信号和谐波混频次数n的频率nf_LO的n次谐波混频分量，通过中频低通滤波器产生最终输出中频信号。

3.根据权利要求1所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：M混频支路通过本振移相器本振相移φ_m为

中频幅度加权电路取各混频支路本振相移φ_m，通过中频幅度加权电路逆变换得到加权系数a_m的表达式

变换后的系数d_k＝C_k，若加权系数a_m为实数，则须满足以下条件：d_k*＝d_M-k，

其中，M是谐波抑制混频器HRM混频支路总数，k为分量数且k＝1.2，…M-1，

为复变函数，C_k为a_m的离散傅里叶变换(DFT)。

4.根据权利要求1所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：宽带射频信号首先经过带通滤波器带通滤波抑制频率高于本振N₂次谐波的频谱分量后，经1/M功分器分成M路等幅同相的信号，频率为f_LO的正弦本振信号经1/M功分器分成M路等幅同相的信号，分别进入一路混频支路，各混频支路中本振信号经本振移相器移相后与混频器射频信号混频，产生包含全部混频组合分量的全中频信号，并经过中频幅度加权电路幅度加权输出到中频滤波器，各混频支路输出全中频信号合成后，经过中频滤波器滤除高频分量，得到最终的中频信号。

5.根据权利要求3所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：加权系数a_m的离散傅立叶变换(DFT)c_n为

若高谐波阶次c_k(k＝1～M)前N项具有以下结构

其中，N₁为c_k为0或者1时的最高谐波阶次，N₂为c_k为0时的最高谐波阶次。

6.根据权利要求5所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：根据加权系数a_m为实数的规则，a_m的离散傅立叶变换(DFT)c_k有以下结构

混频支路数M不小于N₁+N₂+1，故有M-1≥N₁+N₂，各混频支路本振相移是首项为0，公差为2π/M的等差数列，中频加权系数具有

形式，当选择任意实数c₀满足2≤c₀≤M-2，中频加权系数小于1的正实数，采用纯电阻性无源衰减网络实现，其中，k＝0～M-1，m是支路编号，M是混频支路数，N₁是可输出的最大谐波混频次数，N₂是可抑制的最大谐波混频次数。

7.根据权利要求6所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：设前谐波混频次数N₁项高谐波阶次c_k中只有第k＝n项为1，其余为零，则取不同的任意实数c₀得到一组中频加权系数a_m

M＝N₁+N₂+1，

谐波混频次N₂>1是谐波抑制混频器HRM可抑制的最高谐波混频次数，N₁≥1是可选择为输出中频信号的最高谐波混频次数，式中，m＝1，2，…，M，M是HRM混频支路总数。

8.根据权利要求1所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：M个混频支路中的混频器对处于线性工作状态的射频信号产生全中频信号，各混频支路全中频信号经中频幅度加权电路幅度加权，合成为只包含幅度和相位信息，略去频率因子后的n次谐波混频分量的相量b_n，b_n可表示为：

式中，L_n是n次谐波混频的复变频增益，a_m为加权系数，

为相位信息，φ_m为混频支路本振相移。

9.根据权利要求8所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：根据本振频率范围和移相量及其精度要求，选择所用的本振移相器，移相量根据下式确定混频支路本振相移：

式中，m表示混频支路各路的编号，M是混频支路数。

10.根据权利要求8所述的宽带可编程谐波抑制混频器，其特征在于：中频加权电路根据中频频率范围、幅度加权系数大小，根据下式确定中频加权系数：

根据系统应用确定，根据需要选择任意实数c₀的值，一个特例是选择c₀＝M-2，此时有中频加权系数：

在M≥4时满足0≤a_m≤1，且此时加权电路采用纯电阻性无源衰减网络实现，

式中，M是混频支路数，正整数n是所需输出的谐波混频分量。

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