CN112202471A - 多径干扰消除方法、信号解调方法、系统及装置 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 55
- 230000008030 elimination Effects 0.000 title claims abstract description 30
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 title claims abstract description 30
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 30
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 32
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 16
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 15
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 15
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 12
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 9
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 5
- 238000005311 autocorrelation function Methods 0.000 claims description 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 7
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 30
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 6
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000011160 research Methods 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000009131 signaling function Effects 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
- 238000010200 validation analysis Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03082—Theoretical aspects of adaptive time domain methods
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- Noise Elimination (AREA)
Abstract
本发明提供一种多径干扰消除方法、信号解调方法、系统及装置，属于通信技术领域。所述方法包括：对接收信号进行多径信道合并；解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特；调制所述解调源比特为重调制发送信号；根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号；通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰。本发明用于实现多径信道干扰消除的信号解调。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域，具体地涉及一种多径干扰消除方法、一种信号解调方法、一种多径信道干扰度量的确定方法、一种信号解调系统、一种信号解调装置、一种电子设备、一种接收机和一种计算机可读存储介质。
背景技术
通信技术是过去几年中物联网产业中最受关注的话题，它处于物联网产业中的核心环节，具有不可替代性，起到承上启下的作用，向上可以对接传感器等产品，向下可以对接终端产品及行业应用。
工业物联网的无线通信技术主要分为两类：一类是ZigBee、Wi-Fi、蓝牙等短距离通信技术。另一类是LPWAN(low-power Wide-Area Network)，即低功耗广域网通信技术。
GFSK(Gauss frequency Shift Keying，高斯频移键控)方法是一种简单但应用广泛的调制方法，由于其频谱利用率高，带外特性好，已经在蓝牙、IEEE802.15.4中已经得到应用，如IEEE Std 802.15.4gTM-2012:Low-Rate Wireless Personal AreaNetworks(LR-WPANs)。
GFSK属于恒包络的连续相位调制CPM(Continue Phase Modulation)中的一种，其符号交替的时刻没有相位突变，这样可以最大程度的降低频谱宽度，提高频带利用率，同时，功率放大器的非线性影响小，从而大幅度的节省了发射功率。然而根据其调制原理可知，符号之间天然存在码间干扰(Inter-symbol interference，ISI)，因此需要复杂度较高的均衡器保证其解调性能。
GFSK常用的均衡方法包含维特比(Viterbi)解调以及差分解调两大类。其中，使用Viterbi解调和MLSE(maximum-likelihood sequence estimation，最大似然序列估计)的方案，是性能接近理论值的一种解调方法，在网格图的基础上找出最可能的序列。最相关的序列就是最可能的序列，因此需要对发送信号与所有可能的接收信号进行相关运算，并根据得到的最大相关度量获得最相关的序列。由于所有的记忆包含在状态空间之中，网格中的状态转移形成了一个马尔可夫链，并且这些转移都是条件独立的。对于所有合并到同一状态的路径，仅保留度量最大的那一条，维特比算法利用了这一性质。差分解调实现简单，对信号的频偏以及时偏并不敏感，但其性能相对较差，相比，Viterbi解调方案是更流行的解调方案，其复杂度的简化是一直以来研究的热点。Laurent级数分解，如PIERREA.LAURENT.IEEE Transaction On Communications.,1986.Exact and ApproximateConstruction of Digital Phase Modulations by Superposition of AmplitudeModulated Pulses(AMP).，对CPM类信号给出了近似的表达，即信号可表示为与输入比特相位相关的复数值与固定滤波器进行卷积的结果，基于该结论，相关文献给出了基于Laurent分解的Viterbi-mf(Viterbi-match filter，维特比匹配滤波)均衡，如刘海伟,解放军信息工程大学工程硕士论文,2009.CPM信号解调技术研究，与Viterbi相比，网络状态数得到极大减小，复杂度大幅降低，同时，其性能损失很小。
无线信道是影响GFSK性能的关键因素，尤其是在多径环境下，会带来多径干扰。现有资料中，对于多径干扰下的GFSK均衡研究相对较少。姜换新在(中兴新通讯,1998)“GSM中的基带信道处理”中描述了多径环境下基于Viterbi的均衡。根据Viterbi解调原理，假设调制指数为h，阶数为M，关联长度为L，在没有多径的条件下，其状态数为2ML/h，如果多径数为P，其状态数为2M(L+P)/h，复杂度相当高，随着径数增长而指数增加。
发明内容
本发明的目的是提供一种多径干扰消除方法、信号解调方法、系统及装置，避免了多径信道环境而导致的解调计算复杂度高和多径信道中多径干扰导致的维特比状态数随多径数增加而增加，进而改善多径信道下解调性能和复杂度，为实现低成本工业物联网信号处理芯片提供基础。
为了实现上述目的，本发明实施例提供一种多径干扰消除方法，该多径干扰消除方法包括：
对接收信号进行多径信道合并；
解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特；
调制所述解调源比特为重调制发送信号；
根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号；
通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰。
具体的，所述对接收信号进行多径信道合并，包括：
对接收信号进行Rake接收；
将所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的Viterbi解调度量值进行最大比合并，其中，最大比合并后的度量值
表示为：
式中，y,n为正整数，an为符号序列，θn为所述符号序列的相位状态，P为多径信道数，τm为第m条径信道的延时，h(τm)和h*(τm)分别为所述第m条径信道的信道响应和所述信道响应的共轭函数，Q为基带过采样倍数，T为符号间隔时间，r(nT-(τm-q)T/Q)为nT时刻的采样后信号，P(-(τm-q)T/Q)为具有yT时间长度的滤波器的传递函数，exp(jφn)为所述滤波器的复相位系数。
具体的，所述解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特，包括：
通过最大比合并后的度量值
计算初始度量值；
根据所述初始度量值，对多径信道合并后的信号进行Viterbi解调，获得解调源比特。
具体的，在所述调制所述解调源比特为重调制发送信号之后，且在所述根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号之前，还包括：
根据多径信道的采样参数和各条径信道的延时，获得所述重调制发送信号的采样后信号；
根据各条径信道的信道响应和所述重调制发送信号的采样后信号的卷积，获得所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号。
具体的，所述根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号，包括：
根据所述多径信道的多径数和当前径信道，累加各条径信道中除了所述当前径信道的相应接收信号之外的相应接收信号；
通过所述接收信号与所述累加的相应接收信号的差，获得与所述当前径信道对应的干扰信号。
具体的，所述通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰，包括：
根据所述当前径信道的采样参数和延时，获得所述接收信号在所述当前径信道中的的采样后信号；
通过所述接收信号在所述当前径信道中的的采样后信号与所述当前径信道对应的干扰信号的差，获得多径干扰消除后的信号。
本发明实施例提供一种信号解调方法，该信号解调方法包括：
通过前述的多径干扰消除方法消除接收信号的多径干扰；
将多径干扰消除后的接收信号进行多径信道合并；
解调多径信道合并后的信号，获得解调比特；
具体的，该信号解调方法还包括：
确定与所述解调比特对应的迭代次数是否达到预设的迭代次数；
若达到，则结束信号解调，或者，
若未达到，则将所述解调比特作为当前的解调源比特，并跳转至所述的多径干扰消除方法中所述调制所述解调源比特为重调制发送信号的步骤。
本发明实施例提供一种多径信道干扰度量的确定方法，该确定方法包括：
根据发送信号的Laurent级数展开与各条径信道的信道响应，获得与所述发送信号对应多径信道中的接收信号；
根据单径信道的Viterbi解调度量增量值和所述多径信道的采样参数，在所述多径信道中以一条径信道为目标径信道，获得所述目标径信道内信号的Viterbi解调度量增量值，其中，所述目标径信道内信号的Viterbi解调度量值
表示为：
式中，y,n为正整数，an为符号序列，θn为所述符号序列的相位状态，h(0)为所述目标径信道的信道响应，Q为基带过采样倍数，T为符号间隔时间，A0,n为与所述接收信号对应的发送信号的第n个比特时刻的相位状态，PP(lT+q′T/Q)为具有yT时间长度的滤波器的传递函数P(qT/Q)在时间间隔为lT+q′T/Q时的自相关函数；
根据所述多径信道中除了所述目标径信道之外的任意一条径信道的信道响应，结合所述目标径信道内信号的Viterbi解调度量值，获得所述任意一条径信道的干扰度量，其中，所述任意一条径信道为第m条径信道，所述第m条径信道的干扰度量
表示为：
式中，h*(0)为所述目标径信道的信道响应的共轭函数，h(m)为所述第m条径信道的信道响应。
本发明实施例提供一种信号解调系统，该信号解调系统包括：
多径信道合并模块，用于对接收信号进行多径信道合并；
解调调制模块，用于解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特；
所述解调调制模块还用于调制所述解调源比特为重调制发送信号；
干扰重构模块，用于根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号；
干扰消除模块，用于通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰。
具体的，该信号解调系统还包括：
所述多径信道合并模块还用于对多径干扰消除后的接收信号重新进行多径信道合并；
所述解调调制模块还用于解调重新多径信道合并后的信号，获得解调比特。
本发明实施例提供一种信号解调装置，该信号解调装置包括：
延时采样单元，用于根据接收信号，输出所述接收信号在各条径信道的采样后信号；
解调单元，用于根据所述采样后信号和生成的相位，输出解调比特；
重调制单元，用于选择地接收所述解调比特，且输出重调制发送信号；
干扰重构单元，用于根据所述重调制发送信号和各条径信道的信道响应，输出干扰信号；
所述解调单元还用于根据所述干扰信号和所述采样后信号，输出多径干扰消除后的信号；
所述解调单元还用于根据所述多径干扰消除后的信号，输出新的解调比特。
具体的，所述解调单元包括：
分支处理单元，用于对所述采样后信号进行相关运算，且输出分支信号；
Rake接收合并单元，用于合并所述分支信号，且输出序列信号；
Viterbi解调单元，用于根据序列信号和生成的相位，输出解调比特。
具体的，所述分支处理单元包括：
减法单元，用于获得所述干扰信号和所述采样后信号的差，以所述差作为所述多径干扰消除后的信号；
滤波单元，用于过滤所述多径干扰消除后的信号或所述采样后信号的噪声；
乘法单元，用于获得所述信道响应和所述采样后信号的卷积值，或者获得所述多径干扰消除后的信号和所述信道响应的卷积值。
再一方面，本发明实施例提供一种电子设备，该电子设备包括：
至少一个处理器；
存储器，与所述至少一个处理器连接；
其中，所述存储器存储有能被所述至少一个处理器执行的指令，所述至少一个处理器通过执行所述存储器存储的指令，所述至少一个处理器通过执行所述存储器存储的指令实现前述的方法。
又一方面，本发明实施例提供一种接收机，该接收机具有前述的电子设备。
又一方面，本发明实施例提供一种计算机可读存储介质，存储有计算机指令，当所述计算机指令在计算机上运行时，使得计算机执行前述的方法。
本发明基于Laurent分解进行Viterbi-mf均衡，并实现了基于多径干扰消除的Viterbi-mf均衡方案，使得解调性能明显提升，且复杂度明显较低。
本发明实施例的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本发明实施例的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本发明实施例，但并不构成对本发明实施例的限制。在附图中：
图1为本发明实施例的示例性Viterbi解调主要原理示意图；
图2为本发明实施例的示例性Laurent-Viterbi解调主要原理示意图；
图3为本发明实施例的示例性Viterbi-mf的多径干扰消除原理示意图；
图4为本发明实施例的示例性Viterbi-mf的多径干扰消除在参数设置下获得的解调性能曲线示意图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明实施例的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明实施例，并不用于限制本发明实施例。
实施例1
本发明实施例提供了多径干扰消除方法，该多径干扰消除方法包括：对接收信号进行多径信道合并；解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特；调制所述解调源比特为重调制发送信号；根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号；通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰。
在多径干扰消除方法的基础上，本发明实施例也提供了信号解调方法，该信号解调方法包括：通过前述的多径干扰消除方法消除接收信号的多径干扰；将多径干扰消除后的接收信号进行多径信道合并；解调多径信道合并后的信号，获得解调比特；
该信号解调方法还包括：确定与所述解调比特对应的迭代次数是否达到预设的迭代次数；若达到，则结束信号解调，或者，若未达到，则将所述解调比特作为当前的解调源比特，并跳转至所述的多径干扰消除方法中所述调制所述解调源比特为重调制发送信号的步骤。
在一些具体实施中，本发明实施例可以选择GFSK调制发送信号，例如发送信号s(t)表示为：
其中，E是每比特的能量，T是符号间隔时间或者周期，f0是载波频率，αi是符号序列，φ(t,α)是与符号序列对应的发送波形，g(τ)是高斯函数对矩形窗函数的响应，h为调制指数，g(τ)函数的种子(BT)值用来定义高斯函数的3dBd带宽，g(τ)的阶数即长度，定义为关联长度L。
对应于GFSK调制，传统的Viterbi解调方案依赖于度量值和判决，具体的，假设信号经过加性高斯白噪声信道，接收信号表示为：
r(t)＝s(t)+n(t) (4)
其中，n(t)为高斯白噪声，s(t)为发送信号。
在nT时刻，度量(值)可表示为：
其中，CMn-1(an-1)表示直到nT时刻的序列度量，θ(nT,an)表示瞬时相位，与当前输入比特以及前L-1个输入比特的值相关。θn为初始相位，与之前所有输入比特的和相关，共有p＝2/h种可能；
第二项表示nT≤t≤(n+1)T时间间隔的度量增量，在每个信号间隔内有pML个不同的度量值。
对于MLSE判决准则来说，要对所有可能序列发送信号做相关运算，并得到最大相关度找出最相关序列，解调过程运算量将会很大。Viterbi在信号状态网格图基础上，在(n+1)T时刻，有M个可能的分支度量，是有效的检测方法，检测过程可以分为：分支度量计算，路径度量更新，幸存路径确定和数据解调等四个步骤，如图1的Viterbi解调原理。
在上述Viterbi解调原理的基础上，本发明实施例可以基于Laurent分解的Viterbi-mf均衡方案进行改进，实现多径干扰消除。
本发明实施例还提供了多径信道干扰度量的确定方法，该确定方法包括：
根据发送信号的Laurent级数展开与各条径信道的信道响应，获得与所述发送信号对应多径信道中的接收信号；
根据单径信道的Viterbi解调度量增量值和所述多径信道的采样参数，在所述多径信道中以一条径信道为目标径信道，此时，目标径信道可以是第一条径信道，获得所述目标径信道内信号的Viterbi解调度量增量值；
根据所述多径信道中除了所述第一条径信道之外的任意一条径信道的信道响应，结合所述第一条径信道的Viterbi解调度量增量值，获得所述任意一条径信道的干扰度量。
具体而言，首先，对于Viterbi-mf均衡方案，发送信号s(t)可以进行Laurent分解，表达式如下：
其中，J＝ejhπ，滤波器的传递函数P(t)，0≤t<4T，滤波器的时间长度为4T。在所有相位状态A0,N中，对于第n个比特时刻的相位状态A0,n，与其相关的发送信号为s(qt)，n≤q<n+4，而相关的发送信号加权系数为P(qt)，0≤q<4，因此，A0,n的获得可将接收信号r(qt)，n≤q<n+4，进行滤波：
A0,n＝∫r(t)P(t)dt (8)
A0,n的值有q＝2/h种可能，取决于前n-1个比特的加和值：
则在nT时刻Viterbi度量值此时可表示为：
其中，第二项：
表示nT≤t≤(n+1)T时间间隔的度量增量，θn存在p个可能的相位状态。因此，Zn(an,θn)根据θn对应于不同相位状态的度量增量。
接着，可以将接收信号表示为发送信号与信道响应的卷积：
r(t)＝h(t)*s(t)+n(t) (11)
其中，h(t)为信道冲击响应，n(t)为高斯白噪信号。
设基带过采样倍数为Q，即T周期内有Q个采样点。假设只有一条可分辨的多径，信道响应为h(0)，则Zn(an,θn)写成离散形式可表示为：
式中，n为正整数；同理，可以得到n+1,n+2,L以及所有比特时刻对应的q个度量值CM，前后时刻相位状态转移存在一定关系，并取决为比特n的输入。采用基于Laurent分解的Viterbi-mf均衡方案(可简称为Laurent-Viterbi解调)，相比于传统Viterbi解调方案，状态数由pML到p，而性能却损失很小，如图2，Laurent-Viterbi解调原理图。
当可分辨多径数目大于1时，需要进行Rake接收以及多径干扰消除，其中，Rake接收通常可以包括各处理支路内进行相关运算、处理支路合并、合并后的信号求积分以及判决积分输出值等操作。可以以nT时刻接收信号为例，假设多径数目为P，第m条多径延迟为τm个样点，接收信号表达为：
不失一般性，取τm＝mQ，即每条多径之间相对延迟为T，不考虑噪声，将上式展开后得到：
上式第m行代表第m条多径引入的ISI信号。
根据Viterbi-mf解调原理，如果认为第一径信号即公式(14)的第一行是目标径(信道内信号)，根据公式(12)，则匹配滤波后的度量增量值Zn(an,θn)为：
其中，
为第一径的度量值，表达式为：
其中，对于目标相位状态值A0,n，第二项为本条径的自干扰，函数PP()表示滤波器P(t)时间间隔为
的自相关函数，
相比匹配值
是一个较小的值。
可见，多径干扰度量
对第一条径即目标径度量
产生干扰。
A0,n状态有用度量值的获得可采用经典Rake接收机，分别将m条多径的有用度量值进行最大比合并：
上式中只是将每条径中包含A0,n的有用项提取并合并，但未消除多径干扰的影响，因此，本发明实施例针对Viterbi-mf均衡方案进行多径干扰消除。
如图3，获得接收信号r(t)后，通过延时模块可以施加不同径信道的延时，各条径信道所对应的处理分支通过Rake接收机进行合并，然后通过Viterbi解调，获得解调比特，解调比特可以再被调制后重构干扰信号，返回各个干扰信号至各条径信道内的处理分支中，消除多径干扰，其中，每个处理分支在滤波器之前还被配置了减法器，具体可以有如下步骤。
第一步：根据公式(18)求第0次迭代的度量值
信道h(t)理想已知，对于nT时刻，分别将不同多径位置未经干扰消除的接收信号r(t-τmT/Q)进行Rake接收。
第二步：Viterbi解调求得第0次迭代的解调源比特
并将
重新调制后得到第0次迭代的重调制信号s0(t)。
第三步：重构每条径对应的干扰信号，对于第m条径的干扰(信号)
0≤m≤P-1，表示如下：
式中，s0(t-τm′T/q)为重调制发送信号的采样后信号，采样参数可以包括T和Q等，τm′和τm属于第m条径信道中的延时，h(τm′)为第m条径信道的信道响应，s0(t-τm′T/q)h(τm′)为重调制发送信号在第m条径信道的相应接收信号。
第四步：求得每条多径干扰消除后的信号
式中，r(t-τmT/Q)为接收信号在第m条径信道中的的采样后信号，可以通过前述的处理分支中的减法器实现。
第五步：将干扰消除后的信号再次送入到Rake接收器，重复第一步到第二步，得到第1次迭代的解调比特
第六步：重复以上步骤，直到得到第Iter_num次干扰消除后的解调比特
一般地，假设多径数目为P，传统Viterbi状态数为pML+p，复杂度随多径数目呈指数增加。而在本发明实施例中，进行了前述干扰重构和消除操作，Viterbi状态数为p，不会随着多径数增加而增加。假设解调数据长度为W，每次干扰重构和消除需要进行W次乘法以及PW次减法，复杂度随多径数目呈线性增加。每次迭代的重解调和重调制可复用解调和调制模块，不会增加复杂度，仅增加了可接受的解调时延。
在一些具体实施中，可以以表1进行实验验证。
表1参数设置
实验结果如图4，横轴Eb/N0(dB)为信号与噪声间强弱关系的参数，Eb代表平均到每个比特上的信号能量，N0代表噪声的功率谱密度，纵轴ber(或记为BER)为比特误码率，结果表明：
1)如果只处理第一径，则解调性能较差，多径对它的干扰较严重。
2)当迭代次数为0时，相当于采用Rake接收，并未进行干扰消除。性能有较大提升。
3)进行多径干扰消除后，随着迭代次数增加，解调性能提升明显，迭代次数大于2时，解调性能收敛，BER性能提升不明显。
多径条件下，传统Viterbi解调复杂度随着多径数增加而呈指数级增长，不利于低成本工业芯片的工程实现，而本发明实施例中复杂度随着多径数增加而呈线性增加，且状态数很小，有利于芯片工程实现。并且，现有Viterbi-mf解调方案缺乏对多径环境的考虑，性能较差，理论分析和实验结果表明，本发明实施例相比现有方案，能有效消除多径干扰，明显提升了解调性能。
实施例2
本发明实施例与实施例1属于同一发明构思，本发明实施例提供了信号解调系统，该信号解调系统包括：
多径信道合并模块，用于对接收信号进行多径信道合并；解调调制模块，用于解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特；所述解调调制模块还用于调制所述解调源比特为重调制发送信号；干扰重构模块，用于根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号；干扰消除模块，用于通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰。
具体的，该信号解调系统还包括：
所述多径信道合并模块还用于对多径干扰消除后的接收信号重新进行多径信道合并；所述解调调制模块还用于解调重新多径信道合并后的信号，获得解调比特。
实施例3
本发明实施例与实施例1和2均属于同一发明构思，本发明实施例提供了信号解调装置，该信号解调装置包括：
延时采样单元，用于根据接收信号，输出所述接收信号在各条径信道的采样后信号；
解调单元，用于根据所述采样后信号和生成的相位，输出解调比特；
重调制单元，用于选择地接收所述解调比特，且输出重调制发送信号；
干扰重构单元，用于根据所述重调制发送信号和各条径信道的信道响应，输出干扰信号；
所述解调单元还用于根据所述干扰信号和所述采样后信号，输出多径干扰消除后的信号；
所述解调单元还用于根据所述多径干扰消除后的信号，输出新的解调比特。
具体的，所述解调单元包括：
分支处理单元，用于对所述采样后信号进行相关运算，且输出分支信号；
Rake接收合并单元，用于合并所述分支信号，且输出序列信号；
Viterbi解调单元，用于根据序列信号和生成的相位，输出解调比特。
具体的，所述Viterbi解调单元包括：
相位生成单元，用于获得具有生成的相位的信号；
乘法单元，用于获得所述具有生成的相位的信号和所述序列信号的卷积值。
具体的，所述分支处理单元包括：
减法单元，用于获得所述干扰信号和所述采样后信号的差，以所述差作为所述多径干扰消除后的信号，首次迭代时可视为不存在干扰信号，该减法单元可以只是通过所述采样后信号；
滤波单元，用于过滤所述多径干扰消除后的信号或所述采样后信号的噪声；
乘法单元，用于获得所述信道响应和所述采样后信号的卷积值，或者获得所述多径干扰消除后的信号和所述信道响应的卷积值。
其中，滤波单元可以包括滤波器或滤波电路，乘法单元可以包括乘法器或乘法电路，减法单元可以包括减法运算电路或减法器，Rake接收合并单元可以包括Rake接收机，在一些情况中，Rake接收合并单元和分支处理单元可以共同称为Rake接收机，但其中分支处理单元应按照本发明实施例进行选用器件和实现信号功能；解调单元和重调制单元可以是一个器件，也可以是独立器件，信号功能均需要符合本发明实施例；延时采样模块也可以是一个器件或多个器件，例如延时电路和信号采样电路等；Viterbi解调单元可以选用Viterbi译码器或电路等器件；干扰重构单元可以包括多个器件，例如延时采样电路、减法电路和乘法电路等，以实现实施例1中通过信号卷积和信号做差获得干扰信号的功能。
以上结合附图详细描述了本发明实施例的可选实施方式，但是，本发明实施例并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明实施例的技术构思范围内，可以对本发明实施例的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本发明实施例的保护范围。
另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本发明实施例对各种可能的组合方式不再另行说明。
本领域技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件来完成，该程序存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得单片机、芯片或处理器(processor)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，Random Access Memory)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
此外，本发明实施例的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明实施例的思想，其同样应当视为本发明实施例所公开的内容。
Claims (17)
1.一种多径干扰消除方法，其特征在于，该多径干扰消除方法包括：
对接收信号进行多径信道合并；
解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特；
调制所述解调源比特为重调制发送信号；
根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号；
通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰。
2.根据权利要求1所述的多径干扰消除方法，其特征在于，所述对接收信号进行多径信道合并，包括：
对接收信号进行Rake接收，
其中，将所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的Viterbi解调度量值进行最大比合并，其中，最大比合并后的度量值
表示为：
式中，y，n为正整数，an为符号序列，θn为所述符号序列的相位状态，P为多径信道数，τm为第m条径信道的延时，h(τm)和h*(τm)分别为所述第m条径信道的信道响应和所述信道响应的共轭函数，Q为基带过采样倍数，T为符号间隔时间，r(nT-(τm-q)T/Q)为nT时刻的采样后信号，P(-(τm-q)T/Q)为具有yT时间长度的滤波器的传递函数，exp(jφn)为所述滤波器的复相位系数。
3.根据权利要求2所述的多径干扰消除方法，其特征在于，所述解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特，包括：
通过最大比合并后的度量值
计算初始度量值；
根据所述初始度量值，对多径信道合并后的信号进行Viterbi解调，获得解调源比特。
4.根据权利要求1所述的多径干扰消除方法，其特征在于，在所述调制所述解调源比特为重调制发送信号之后，且在所述根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号之前，还包括：
根据多径信道的采样参数和各条径信道的延时，获得所述重调制发送信号的采样后信号；
根据各条径信道的信道响应和所述重调制发送信号的采样后信号的卷积，获得所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号。
5.根据权利要求4所述的多径干扰消除方法，其特征在于，所述根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号，包括：
根据所述多径信道的多径数和当前径信道，累加各条径信道中除了所述当前径信道的相应接收信号之外的相应接收信号；
通过所述接收信号与所述累加的相应接收信号的差，获得与所述当前径信道对应的干扰信号。
6.根据权利要求5所述的多径干扰消除方法，其特征在于，所述通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰，包括：
根据所述当前径信道的采样参数和延时，获得所述接收信号在所述当前径信道中的的采样后信号；
通过所述接收信号在所述当前径信道中的的采样后信号与所述当前径信道对应的干扰信号的差，获得多径干扰消除后的信号。
7.一种信号解调方法，其特征在于，该信号解调方法包括：
通过权利要求1至6中任意一项所述的多径干扰消除方法消除接收信号的多径干扰；
将多径干扰消除后的接收信号进行多径信道合并；
解调多径信道合并后的信号，获得解调比特。
8.根据权利要求7所述的信号解调方法，其特征在于，该信号解调方法还包括：
确定与所述解调比特对应的迭代次数是否达到预设的迭代次数；
若达到，则结束信号解调，或者，
若未达到，则将所述解调比特作为当前的解调源比特，并跳转至所述的多径干扰消除方法中所述调制所述解调源比特为重调制发送信号的步骤。
9.一种多径信道干扰度量的确定方法，其特征在于，该确定方法包括：
根据发送信号的Laurent级数展开与各条径信道的信道响应，获得与所述发送信号对应多径信道中的接收信号；
根据单径信道的Viterbi解调度量增量值和所述多径信道的采样参数，在所述多径信道中以一条径信道为目标径信道，获得所述目标径信道内信号的Viterbi解调度量增量值，其中，所述目标径信道内信号的Viterbi解调度量值
表示为：
式中，y，n为正整数，an为符号序列，θn为所述符号序列的相位状态，h(0)为所述目标径信道的信道响应，Q为基带过采样倍数，T为符号间隔时间，A0，n为与所述接收信号对应的发送信号的第n个比特时刻的相位状态，PP(lT+q′T/Q)为具有yT时间长度的滤波器的传递函数P(qT/Q)在时间间隔为lT+q′T/Q时的自相关函数；
根据所述多径信道中除了所述目标径信道之外的任意一条径信道的信道响应，结合所述目标径信道内信号的Viterbi解调度量值，获得所述任意一条径信道的干扰度量，其中，所述任意一条径信道为第m条径信道，所述第m条径信道的干扰度量
表示为：
式中，h*(0)为所述目标径信道的信道响应的共轭函数，h(m)为所述第m条径信道的信道响应。
10.一种信号解调系统，其特征在于，该信号解调系统包括：
多径信道合并模块，用于对接收信号进行多径信道合并；
解调调制模块，用于解调多径信道合并后的信号，获得解调源比特；
所述解调调制模块还用于调制所述解调源比特为重调制发送信号；
干扰重构模块，用于根据所述重调制发送信号在各条径信道中的相应接收信号与所述接收信号，重构与各条径信道对应的干扰信号；
干扰消除模块，用于通过所述干扰信号消除所述接收信号在各条径信道中的采样后信号的多径干扰。
11.根据权利要求10所述的信号解调系统，其特征在于，该信号解调系统还包括：
所述多径信道合并模块还用于对多径干扰消除后的接收信号重新进行多径信道合并；
所述解调调制模块还用于解调重新多径信道合并后的信号，获得解调比特。
12.一种信号解调装置，其特征在于，该信号解调装置包括：
延时采样单元，用于根据接收信号，输出所述接收信号在各条径信道的采样后信号；
解调单元，用于根据所述采样后信号和生成的相位，输出解调比特；
重调制单元，用于选择地接收所述解调比特，且输出重调制发送信号；
干扰重构单元，用于根据所述重调制发送信号和各条径信道的信道响应，输出干扰信号；
所述解调单元还用于根据所述干扰信号和所述采样后信号，输出多径干扰消除后的信号；
所述解调单元还用于根据所述多径干扰消除后的信号，输出新的解调比特。
13.根据权利要求12所述的信号解调装置，其特征在于，所述解调单元包括：
分支处理单元，用于对所述采样后信号进行相关运算，且输出分支信号；
Rake接收合并单元，用于合并所述分支信号，且输出序列信号；
Viterbi解调单元，用于根据序列信号和生成的相位，输出解调比特。
14.根据权利要求13所述的信号解调装置，其特征在于，所述分支处理单元包括：
减法单元，用于获得所述干扰信号和所述采样后信号的差，以所述差作为所述多径干扰消除后的信号；
滤波单元，用于过滤所述多径干扰消除后的信号或所述采样后信号的噪声；
乘法单元，用于获得所述信道响应和所述采样后信号的卷积值，或者获得所述多径干扰消除后的信号和所述信道响应的卷积值。
15.一种电子设备，其特征在于，该电子设备包括：
至少一个处理器；
存储器，与所述至少一个处理器连接；
其中，所述存储器存储有能被所述至少一个处理器执行的指令，所述至少一个处理器通过执行所述存储器存储的指令实现权利要求1至9中任意一项权利要求所述的方法。
16.一种接收机，其特征在于，该接收机具有权利要求15所述的电子设备。
17.一种计算机可读存储介质，存储有计算机指令，当所述计算机指令在计算机上运行时，使得计算机执行权利要求1至9中任意一项权利要求所述的方法。
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