CN112148061A - 补偿式电流校正装置 - Google Patents

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Abstract

一种补偿式电流校正装置适用于产生一输出电流到N个串联的负载，每一负载受控制而切换于一导通状态及一不导通状态其中之一，N≥2，所述补偿式电流校正装置包含一电流驱动电路、一侦测电路、一控制电路、一参考电压产生电路，及一脉波产生电路，借由参考电压产生电路依据控制电路所接收的控制信号组调整对应的变动量，以产生对应的参考电压，再由所述脉波产生电路依据参考电压，及侦测电路自电流驱动电路的输出电流转换的侦测电压产生对应的脉波信号，以使所述电流驱动电路提供到所述负载的输出电流保持固定。

Description

补偿式电流校正装置
技术领域
本发明涉及一种供电系统，特别是指一种具有信号传递延迟补偿功能的供电系统。
背景技术
参阅图1，为现有用于多个发光二极管LED_R、LED_G、LED_B、LED_W的旁路控制调光(Shunt Dimming)之迟滞(Hysteresis)控制供电装置(Constance Current Buck)的电路架构，其供电机制主要如下：配合参阅图2，整体电路在一迟滞下界与一迟滞上界间反复切换运作，以将电感L1的电流控制在所述迟滞上界与所述迟滞下界之间，达到迟滞控制，而整体的平均电流值即为所述迟滞上界与所述迟滞下界的平均值。
借此，依据实际需求对用以控制开关M_S1～M_S4导通/不导通，可让发光二极管LED_R～LED_W呈现对应的调光。
然而，考虑信号于整体电路的传输延迟，上述电路架构中开关M1在切换导通/不导通时，将出现延迟，因此当电感L1的电流信号达到迟滞上/下界时，需经过一段延迟时间才会切换状态，若电路整体传输延迟Td_on(开关M1切换导通)，及Td_off(开关M1切换不导通)皆为定值，由于发光二极管LED_R、LED_G、LED_B、LED_W在不同的导通数量时，整体电压降也有所不同，使得电感L1电流变化也有所不同，因此造成电感L1的电流切换点距离迟滞上/下界有所变化，进而导致流入发光二极管的电流，也就是流经电感L1的平均电流将有所变动，例如以图2而言，其中一个发光二极管导通对应流经电感L1的平均电流为IL1，其中二个发光二极管导通对应流经电感L1的平均电流为IL2，二种导通条件下流经电感L1的平均电流显然有所不同，进而影响各发光二极管的发光亮度，参阅图3，第(I)～第(IV)区间为现有的迟滞控制供电装置在多个发光二极管导通数量不同时，实际流经电感L1的电流变化，横轴代表时间，纵轴代表电流值，每一区间的IAVG代表电感L1上的平均电流，各区间的平均电流显然有所不同，因此，现有的迟滞控制供电系统的电路架构有改善的必要。
发明内容
本发明的目的在于提供一种可输出稳定电流的补偿式电流校正装置。
本发明补偿式电流校正装置适用于产生一输出电流到N个串联的负载，每一负载受控制而切换于一导通状态及一不导通状态其中之一，N≥2，N为正整数，所述补偿式电流校正装置包含一电流驱动电路、一侦测电路、一控制电路、一参考电压产生电路，及一脉波产生电路。
所述电流驱动电路电连接所述负载，接收一具有一脉波宽度的脉波信号，并据以产生所述正相关所述脉波宽度的输出电流到所述负载。
所述侦测电路电连接所述电流驱动电路，并用以侦测所述输出电流，而产生一正比所述输出电流的侦测电压。
所述控制电路电连接所述负载并接收一控制信号组，且根据所述控制信号组以控制每一负载各自切换于所述导通状态与所述不导通状态其中之一。
所述参考电压产生电路电连接所述控制电路，用以产生一参考电压，且接收所述控制信号组，并依据所述控制信号组调整所述参考电压。
当所述控制电路依据所述控制信号组控制所述N个负载其中之一自导通状态切换至不导通状态时，所述参考电压产生电路同时依据所述控制信号组使所述参考电压对应降低一变动量，当所述负载处于不导通状态的数量为M时，则所述参考电压的值降低M个变动量，M≤N，M为正整数。
所述脉波产生电路电连接所述侦测电路、所述参考电压产生电路，与所述电流驱动电路，以接收来自所述侦测电路的所述侦测电压，与来自所述参考电压产生电路的所述参考电压，而据以产生所述脉波信号，且所述脉波信号的脉波宽度正相关于所述参考电压、所述负载处于导通状态的数量。
较佳地，本发明补偿式电流校正装置，所述电流驱动电路包括一第一开关、一个二极管，及一电感，
所述第一开关具有一接收一第一电压的第一端、一电连接所述脉波产生电路以接收所述脉波信号的控制端，及一第二端，
所述二极管具有一电连接所述第一开关的第二端的阴极，及一接地的阳极，
所述电感具有一电连接所述二极管的阴极的第一端，及一提供所述输出电流的第二端。
较佳地，本发明补偿式电流校正装置，所述侦测电路包括一电阻，及一放大器，
所述电阻具有一电连接所述电流驱动电路以接收所述输出电流的第一端，及一电连接所述N个负载中的第一个的第二端，
所述放大器具有一电连接所述电阻的第一端的非反相输入端、一电连接所述电阻的第二端的反相输入端，及一电连接所述脉波产生电路并输出所述侦测电压的输出端。
较佳地，本发明补偿式电流校正装置，所述控制信号组具有N组控制信号，所述控制电路包括N个负载开关，及一调光控制器，
所述N个负载开关分别与所述N个负载并联，
所述调光控制器具有N个分别接收所述N组控制信号的接收端，及N组分别电连接所述N个负载开关的输出端，所述调光控制器用以将接收到的每一控制信号进行逻辑转态。
较佳地，本发明补偿式电流校正装置，所述调光控制器是一反相器，用以使每一控制信号的相位反相。
较佳地，本发明补偿式电流校正装置，所述参考电压产生电路包括一电流产生器、一电流镜模块，及一参考电压产生器，
所述电流产生器用以产生一补偿电流，
所述电流镜模块电连接所述电流产生器以接收所述补偿电流，且接收所述控制信号组，并根据所述控制信号组将所述补偿电流镜射放大K倍以产生一个参考电流，K＝N－M，K≤N，
所述参考电压产生器电连接电流镜模块以接收所述参考电流，且产生正比所述参考电流的所述参考电压。
较佳地，本发明补偿式电流校正装置，所述控制信号组具有N组控制信号，且所述电流镜模块包括一具有N输出端的电流源，及N个开关，
所述电流源用以产生N个镜射电流，所述N个镜射电流分别从所述N个输出端输出，且每一镜射电流的值等于所述补偿电流的值，
所述N个开关分别具有一第一端、一控制端，及一第二端，
所述N个开关的第一端分别电连接所述N个输出端以分别接收所述N个镜射电流，
所述N个开关的控制端分别接收所述N组控制信号，且每一开关根据所对应的所述控制信号的逻辑准位切换于导通与不导通间，
所述N个开关的第二端皆电连接所述参考电压产生器，当所述开关导通时，其第二端输出所述镜射电流到所述参考电压产生器。
较佳地，本发明补偿式电流校正装置，所述脉波产生电路包括一临界值产生器、一第三比较器、一第四比较器、一正反器，及一电压转换器，
所述临界值产生器电连接所述参考电压产生电路以接收所述参考电压，并依据所述参考电压而产生一第一比较电压，及一小于所述第一比较电压的第二比较电压，且所述第一比较电压与所述第二比较电压的平均值等于所述参考电压，
所述第三比较器具有一电连接所述临界值产生器以接收所述第一比较电压的反向输入端、一电连接所述侦测电路以接收所述侦测电压的非反向输入端，及一输出端，
所述第四比较器具有一电连接所述侦测电路以接收所述侦测电压的反向输入端，一电连接所述临界值产生器以接收所述第二比较电压的非反向输入端，及一输出端，
所述正反器具有一电连接所述第三比较器的输出端的重置端、一电连接所述第四比较器的输出端的设定端，及一输出端，所述正反器依据所述设定端与所述重置端接收的信号的逻辑准位而产生一原始脉波信号，并自所述输出端输出，
所述电压转换器具有一电连接所述正反器的所述输出端的输入端，及一电连接所述电流驱动电路的输出端，且所述电压转换器将所述输入端接收的原始脉波信号进行放大转换以产生所述脉波信号，并自所述输出端输出。
本发明的有益效果在于：通过参考电压产生电路依据控制电路所接收的控制信号组调整对应的变动量，以产生对应的参考电压，再由所述脉波产生电路依据参考电压，及侦测电路自电流驱动电路的输出电流转换的侦测电压产生对应的脉波信号，以使所述电流驱动电路提供到所述负载的输出电流保持固定。
附图说明
本发明的其他的特征及功效，将于参照图式的实施方式中清楚地呈现，其中：
图1是一电路图，说明现有的迟滞控制供电装置；
图2是一时序图，辅助说明现有的迟滞控制供电装置中，一电感依据负载导通数量不同时的电流变化；
图3是一时序图，辅助说明现有的迟滞控制供电装置的一电感依据负载导通数量不同时对应的电流变化；
图4是一电路图，说明本发明补偿式电流校正装置的一实施例；
图5是一时序图，辅助说明所述实施例依据负载导通数量对应的信号时序变化；
图6是一时序图，辅助说明所述实施例的一电感依据负载导通数量不同时的平均电流变化；及
图7是一时序图，辅助说明所述实施例的所述电感依据负载导通数量不同时的平均电流变化。
具体实施方式
参阅图4，本发明补偿式电流校正装置的一实施例，包含一电流驱动电路2、一侦测电路3、一控制电路4、一参考电压产生电路5，及一脉波产生电路6，适用于产生一输出电流到N个串联的负载1，并使每一负载1各自受控制而切换于一导通状态及一不导通状态其中之一，其中，N是大于1的正整数。在本实施例、图示与以下的说明中，以四个负载1做说明，并分别命名为第一负载101、第二负载102、第三负载103，及第四负载104。
所述电流驱动电路2电连接所述负载1，接收一具有一脉波宽度的脉波信号(PWM)，并据以产生所述正相关所述脉波宽度的输出电流到所述负载1。
进一步说明所述电流驱动电路2的具体电路架构：包括一第一开关Q1、一个二极管22，及一电感23，所述第一开关Q1具有一接收一第一电压VDD的第一端、一电连接所述脉波产生电路6以接收所述脉波信号的控制端，及一第二端，在本实施例中，所述第一开关Q1为N型金氧半场效晶体管(N-type MOSFET:N-type Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，以下简称NMOS)，所述第一端为漏极，所述控制端为栅极，所述第二端为源极，所述二极管22为齐纳二极管(Zener Diode)，具有一电连接所述第一开关Q1的第二端的阴极，及一接地的阳极，所述电感23具有一电连接所述二极管22的阴极的第一端，及一用以输出所述输出电流的第二端。
所述侦测电路3电连接所述电流驱动电路2，并用以侦测所述输出电流，而产生一正比所述输出电流的侦测电压，所述侦测电路3进一步包括一电阻31，及一放大器32，所述电阻31具有一电连接所述电感23的第二端以接收所述输出电流的第一端，及一电连接所述第一负载101的第二端，所述放大器32具有一电连接所述电阻31的第一端的非反相输入端、一电连接所述电阻31的第二端的反相输入端，及一电连接所述脉波产生电路6并输出所述侦测电压的输出端。
所述控制电路4电连接第一负载101～第四负载104，并接收一自外部提供的控制信号组，所述控制信号组具有四组控制信号，每一控制信号在高电压准位及低电压准位间切换变化，所述控制电路4根据所述控制信号组的每一控制信号的电压准位控制所述第一负载101～第四负载104各自切换于所述导通状态与所述不导通状态其中之一，所述控制电路4进一步包括四个负载开关M41～M44，及一调光控制器42。
所述四个负载开关M41～M44分别与所述第一负载101～第四负载104并联，更具体地说，所述四个负载开关M41～M44为NMOS，分别具有一漏极，一栅极，及一源极，所述第一负载101～第四负载104各自具有一阳极及一阴极，每一负载开关M41～M44的漏极各自与所述第一负载101～第四负载104的阳极电连接，每一负载开关M41～M44的源极与所述第一负载101～第四104的阴极电连接，且第一个负载开关M41的漏极还与所述电阻31的第二端电连接，第四个负载开关M44的源极与所述第四负载104的阴极还共同接地。
所述调光控制器42为反相器(inverter)，具有四个分别接收所述四组控制信号的接收端，及四组分别电连接所述四个负载开关M41～M44的栅极的输出端，所述调光控制器42用以将接收到的每一控制信号进行逻辑转态，并将逻辑转态后的控制信号分别经由所述四组输出端传送至所述四个负载开关M41～M44的栅极。
所述参考电压产生电路5电连接所述控制电路4，用以产生一参考电压VREF_COM，且接收所述控制信号组，且依据所述控制信号组的每一控制信号的电压准位调整所述参考电压VREF_COM，以下进一步说明所述参考电压产生电路5的具体电路架构。
所述参考电压产生电路5包括一电流产生器51、一电流镜模块52，及一参考电压产生器53。
所述电流产生器51用以产生一补偿电流，在本实施例中，所述电流产生器51具体包括一补偿电阻511、一第一比较器512，及一第二开关513，所述补偿电阻511具有一电连接所述第一比较器512且接收自外部提供的一补偿电压的第一端，及一接地的第二端，所述第一比较器512具有一接收一1.2伏特的直流电压的非反向端、一电连接所述补偿电阻511的第一端的反向端，及一输出端，所述第二开关513为N型金氧半场效晶体管，具有一电连接所述第一比较器512的反向端的源极、一电连接所述第一比较器512的输出端的栅极，及一电连接所述电流镜模块52的漏极。
所述电流镜模块52电连接所述电流产生器51的第二开关513的漏极以接收所述补偿电流，且接收所述控制信号组，并根据所述控制信号组将所述补偿电流镜射放大K倍以产生一个参考电流，K＝N－M，且K≤N，亦即K为所述第一负载101～第四负载104中处于导通状态的数量。
具体而言，所述电流镜模块52包括一具有四个输出端的电流源521，及四个分别具有一第一端、一控制端，及一第二端的开关MA1～MA4，所述电流源521由五个P型金氧半场效晶体管(P-type MOSFET:P-type Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，以下简称PMOS)组成，用以产生四个镜射电流，以本实施例来说，每一PMOS的源极接收一直流驱动电压，且每一PMOS的栅极彼此电连接，且其中第一个PMOS的栅极与漏极短路且电连接所述第二开关513的漏极，其余四个PMOS依据所述补偿电流而产生所述四个镜射电流，且所述四个镜射电流分别从其余的四个PMOS的漏极输出，且每一镜射电流的值等于所述补偿电流的值；所述四个开关MA1～MA4为NMOS，每一开关MA1～MA4的第一端为漏极、控制端为栅极，第二端为源极，所述四个开关MA1～MA4的第一端分别电连接前述的其余4个PMOS的输出端以分别接收所述四个镜射电流，所述四个开关MA1～MA4的控制端分别接收所述四组控制信号，且每一开关MA1～MA4根据所对应的所述控制信号的逻辑准位切换于导通与不导通间，所述四个开关MA1～MA4的第二端皆电连接所述参考电压产生器53，当其中一开关导通时，其第二端将第一端所接收的镜射电流输出到所述参考电压产生器53。
所述参考电压产生器53包括一参考电阻531、一第二比较器532，及一第三开关533，所述参考电阻531具有一与所述四个开关MA1～MA4的源极电连接，用以接收所述四个镜射电流的第一端，及一第二端，所述第二比较器532具有一接收一基准电压VREF的反向端、一电连接所述参考电阻531的第二端的非反向端，及一输出端，所述第三开关533具有一电连接所述第二比较器532的非反向端的第一端、一电连接所述第二比较器532的输出端的控制端，及一接地的第二端，在本实施例中，所述第三开关533为NMOS，其第一端为漏极、其控制端为栅极、其第二端为源极，所述参考电阻531的第一端依据接收到的镜射电流数量及所述基准电压VREF而在其第一端与第二端间形成所述参考电压VREF_COM，当所述控制电路4依据所述控制信号组控制所述第一负载101～第四负载104其中之一自导通状态切换至不导通状态时，所述参考电压产生电路5同时依据所述控制信号组使所述参考电压VREF_COM对应降低一变动量，亦即在所述参考电阻531的第一端与第二端间形成的参考电压VREF_COM对应降低一变动量，当所述负载处于不导通状态的数量为M时，则所述参考电压VREF_COM的值降低M个变动量，M≤4，M为正整数，更详细的参考电压VREF_COM调整机制将于后续说明。
所述脉波产生电路6电连接所述侦测电路3、所述参考电压产生电路5，与所述电流驱动电路2，以接收来自所述侦测电路3的所述侦测电压，并接收来自所述参考电压产生电路5的所述参考电压，而据以产生所述脉波信号，且所述脉波信号的脉波宽度正相关于所述参考电压VREF_COM、所述第一负载101～第四负载104处于导通状态的数量。
所述脉波产生电路6具体包括一临界值产生器61、一第三比较器62、一第四比较器63、一正反器64，及一电压转换器65。
所述临界值产生器61具有一电连接所述参考电压产生器53的参考电阻531的第一端的输入端、一电连接所述第三比较器62的第一输出端，及一电连接所述第四比较器63的第二输出端，所述临界值产生器61自其第一端接收所述参考电压VREF_COM，依据所述参考电压VREF_COM而产生一第一比较电压VHB，及一小于所述第一比较电压VHB的第二比较电压VLB，且分别自其第一输出端与第二输出端输出所述第一比较电压VHB及所述第二比较电压VLB，其中，所述第一比较电压VHB与所述第二比较电压VLB的平均值等于所述参考电压VREF_COM。
所述第三比较器62具有一电连接所述临界值产生器61的第一输出端以接收所述第一比较电压VHB的反向输入端、一电连接所述侦测电路3的所述放大器32的输出端以接收所述侦测电压的非反向输入端，及一输出端。
所述第四比较器63具有一电连接所述侦测电路3的所述放大器32的输出端以接收所述侦测电压的反向输入端，一电连接所述临界值产生器61的第二输出端以接收所述第二比较电压VLB的非反向输入端，及一输出端。
所述正反器64为SR正反器，具有一电连接所述第三比较器62的输出端的重置端、一电连接所述第四比较器63的输出端的设定端，及一输出端，所述正反器64依据所述重置端与所述设定端接收的信号的逻辑准位而产生一原始脉波信号，并自其输出端输出。
所述电压转换器65为移位-升压电路(Level Shifter and Bootstrap)，具有一电连接所述正反器64的所述输出端的输入端，及一电连接所述第一开关Q1的控制端的输出端，所述电压转换器将所述输入端接收的原始脉波信号进行增益放大为所述脉波信号，并自所述输出端输出到所述第一开关Q1的控制端。
以下进一步列举状态一～状态四，进一步补充说明本实施例的实际电路作动，如同前述，为方便说明，以下以N＝4，亦即负载数量为4做说明，此外，所述参考电压产生电路5对应调整的所述变动量以ΔV表示，所述基准电压为1伏特，所述参考电阻531的电阻值为1Ω，而所述第一负载101～第四负载104各为相同产品规格，但发光颜色不同的发光二极管，但本实施例的负载在实际应用中并不仅局限于发光二极管。
状态一，配合参阅图5的时间区间t0～t1，须先说明的是，时序图中的IL为流经电感23的平均电流，GATE为所述第一开关Q1的栅极接收的控制信号，Vsense×10为所述放大器32输出的侦测电压，PWM为所述电压转换器65接收的原始脉波信号，在状态一中，自外部供应的控制信号组的四个控制信号DIMR、DIMG、DIMB、DIMW皆处于逻辑1的高电压准位，所述负载开关M41～M44自所述调光控制器42接收反向后的控制信号而不导通，分别接收控制信号DIMR、DIMG、DIMB、DIMW的四个开关MA1～MA4皆导通而各供应一镜射电流到所述参考电阻531的第一端，亦即四路的电流镜路径皆开启，每一镜射电流流经所述电阻531而形成ΔV的跨压，因此所述参考电压VREF_COM为1+4ΔV伏特，所述脉波产生电路6依据所述参考电压而产生对应的脉波信号，所述第一开关Q1依据所述脉波信号的责任周期切换于导通/不导通，所述二极管22据以在所述电感23产生所述输出电流向所述第一负载101～第四负载104。
需再补充说明的是，在本实施例中，所述补偿电阻511所接收的补偿电压值设计公式如下：
Figure BDA0002508380490000101
所述补偿电流值为
Figure BDA0002508380490000102
其中，Av为所述侦测电路的所述放大器的增益值，Vload为所述第一负载101～第四负载104中处于导通状态的总跨压，tDr+tDf为补偿式电流校正装置内部信号传输延迟时间，Rsense为所述侦测电路3的所述电阻31的电阻值，L为所述电感23的电感值，Rref为所述参考电阻531的电阻值。
状态二，配合参阅图5的时间区间t1～t2，自外部供应的控制信号组的四个控制信号当中，DIMR处于逻辑0的低电压准位、DIMG、DIMB、DIMW处于逻辑1的高电压准位，此时，与所述第一负载101并联的所述负载开关M41自所述调光控制器42接收反向后的控制信号而切换为导通，其余三个负载开关M42～M44仍处于不导通，受整体电路内部信号传递延迟影响，而传递延迟时间为定值，因此，所述放大器32输出的侦测电压Vsense×10三角波上升段斜率变大，下降段斜率变小，故整体而言Vsense×10超出所述第一比较电压VHB的量变大，低于所述第二比较电压VLB的量变小，导致其平均值上升，进而使得流经电感23的平均电流IL增加，但由于接收所述控制信号DIMR的开关MA1切换为不导通，而分别接收控制信号DIMR、DIMG、DIMB、DIMW的三个开关MA2～MA4仍处于导通，所述参考电阻531的第一端接收三个镜射电流，亦即仅三路的电流镜路径开启，因此原先在状态一的参考电压VREF_COM对应降低一个变动量，亦即所述参考电压VREF_COM变动为1+3ΔV伏特，所述脉波产生电路6依据变动为1+3ΔV伏特的参考电压VREF_COM而产生对应的脉波信号，其中，所述第一比较电压VHB与所述第二比较电压VLB等比例下降，使得增加的电感23的平均电流下降，因而使流经电感23的平均电流保持不变，而所述第一开关Q1依据所述脉波信号的责任周期切换于导通/不导通，所述二极管22据以在所述电感23产生所述输出电流向与所述第一负载101并联的所述负载开关M41及所述第二负载102～第四负载104。
进一步补充说明当开关M41导通时，有/无参考电压产生电路5的补偿机制时，相关节点信号变化差异比较：
一、无参考电压产生电路5的补偿机制时：电阻31的跨压与电感电流成等比例，如同前述整体传递延迟时间为定值，电阻31的跨压的上升段斜率变大，下降段斜率变小，因此其平均值将变大，对于所述正反器64之设定端与重置端而言，由于所述负载开关M41开启，所述第一负载101～第四负载104整体跨压下降，此时，电阻31的跨压上升斜率变大，故所述第三比较器62会较快被触动，且电阻31的跨压下降斜率变低，所述第四比较器63较慢被触动，亦即设定端信号较慢发出，重置端信号会较快发出，而对于所述脉波产生电路6产生的脉波信号而言，由于所述负载开关M41开启，所述第一负载101～第四负载104整体跨压下降，故其驱动电流驱动电路2产生的输出电流的责任周期下降。
二、有参考电压产生电路5的补偿机制时：图5中对应于所述侦测电压Vsense×10的所述第一、第二比较电压VHB、VLB的量受所述参考电压产生电路5的调节而同时下降，二者的下降幅度等同于无补偿机制时的侦测电压Vsense×10之上升量；对于所述正反器64之设定端与重置端而言，由于所述第一、第二比较电压VHB、VLB的量为等比例上升，因此所述正反器64的设定端与重置端被触发的顺序保持不变，而对于所述脉波产生电路6产生的脉波信号而言，如同正反器64，其驱动电流驱动电路2产生的输出电流的责任周期不变。
状态三，配合参阅图5的时间区间t3～t4，自外部供应的控制信号组的四个控制信号当中，DIMR、DIMG处于逻辑0的低电压准位，DIMB、DIMW处于逻辑1的高电压准位，此时，与所述第一负载101、第二负载102并联的二个负载开关M41、M42自所述调光控制器42接收反向后的控制信号而切换为导通，其余二个负载开关M43、M44仍处于不导通，此时所述侦测电压Vsense×10上升段斜率上升，下降段斜率变小，亦即所述放大器32输出的侦测电压Vsense×10的电压上升期间tDr向上偏移持续增加，而电压下降期间tDf向下偏移持续减少，因此流经电感23的平均电流IL再度增加，但由于接收所述控制信号DIMR与DIMG的所述二个开关MA1、MA2切换为不导通，而分别接收控制信号DIMB、DIMW的二个开关MA3、MA4仍处于导通，所述参考电阻531的第一端接收二个镜射电流，亦即仅二路的电流镜路径开启，因此原先在状态二的参考电压VREF_COM再对应降低一个变动量，亦即所述参考电压VREF_COM变动为1+2ΔV伏特，所述脉波产生电路6依据变动为1+2ΔV伏特的参考电压VREF_COM而产生对应的脉波信号，其中，所述第一比较电压VHB与所述第二比较电压VLB依据变动后的参考电压VREF_COM而再下降，使得增加的电感23的平均电流IL下降，因而使流经电感23的平均电流保持不变，而所述第一开关Q1依据所述脉波信号的责任周期切换于导通/不导通，所述二极管22据以在所述电感23产生所述输出电流向与所述第一负载101、第二负载102并联的所述二个负载开关M41、M42及第三负载103、第四负载104。
状态四，配合参阅图5的时间区间t3～t4，自外部供应的控制信号组的四个控制信号当中，DIMR、DIMG、DIMB处于逻辑0的低电压准位，DIMW处于逻辑1的高电压准位，此时，与所述第一负载101～第三负载103并联的三个负载开关M41～M43自所述调光控制器42接收反向后的控制信号而切换为导通，其余一个负载开关M44仍处于不导通，受整体电路内部信号传递延迟影响，所述放大器32输出的侦测电压Vsense×10的电压上升期间tDr向上偏移持续增加，而电压下降期间tDf向下偏移持续减少，因此流经电感23的平均电流IL再度增加，但由于接收所述控制信号DIMR、DIMG、DIMB的三个开关MA1～MA3切换为不导通，而接收控制信号DIMW的开关MA4仍处于导通，所述参考电阻531的第一端接收一个镜射电流，亦即仅一路的电流镜路径开启，因此原先在状态三的参考电压VREF_COM再对应降低一个变动量，亦即所述参考电压VREF_COM变动为1+ΔV伏特，所述脉波产生电路6依据变动为1+ΔV伏特的参考电压VREF_COM而产生对应的脉波信号，其中，所述第一比较电压VHB与所述第二比较电压VLB依据变动后的参考电压VREF_COM而再下降，使得增加的电感23的平均电流IL下降，因而使流经电感23的平均电流保持不变，而所述第一开关Q1依据所述脉波信号的责任周期切换于导通/不导通，所述二极管22据以在所述电感23产生所述输出电流向与所述第一负载101～第三负载103并联的所述三个负载开关M41～M43及第四负载104。
参阅图6，为本实施例的第一负载101～第四负载104在不同的导通数量条件下，分别流经所述电感23的平均电流IL1及IL2，借由所述参考电压产生电路5对应调整所述变动量，亦即调整所述第一比较电压VHB、所述第二比较电压VLB，当发光二极管导通数量不同时，流经所述电感23的平均电流仍可保持固定。
参阅图7，第(I)～第(IV)区间为本实施例的所述第一负载101～第四负载104在导通数量不同时，实际流经所述电感23的平均电流值近乎趋于一致。
综上所述，所述实施例借由所述电流镜模块52依据用以控制各负载1的导通/不导通的控制信号的电压准位及电流产生器51提供的补偿电流产生对应的镜射电流，使所述参考电压产生器53产生对应的参考电压，以供所述临界值产生器61对应调整适当的第一、第二比较电压，并由第三、第四比较器依据调整后的比较电压，及侦测电路3侦测到对应于第一开关Q1供应电流的电压值而产生对应的比较结果，使所述正反器64连同所述电压转换器65产生对应的脉波信号，进而控制所述第一开关Q1启动时间，使得供应到各负载1的平均电流保持固定，故确实达成本发明的创作目的。
以上所述者，仅为本发明的较佳实施例而已，当不能以此限定本发明实施的范围，即凡依本发明权利要求书及说明书内容所作的简单的等效变化与修饰，皆仍属本发明的范围。

Claims (8)

1.一种补偿式电流校正装置，适用于产生一输出电流到N个串联的负载，每一负载受控制而切换于一导通状态及一不导通状态其中之一，N≥2，N为正整数，其特征在于：包含
一电流驱动电路，电连接所述负载，接收一具有一脉波宽度的脉波信号，并据以产生正相关所述脉波宽度的所述输出电流到所述负载；
一侦测电路，电连接所述电流驱动电路，并用以侦测所述输出电流，而产生一正比所述输出电流的侦测电压；
一控制电路，电连接所述负载，并接收一控制信号组，且根据所述控制信号组以控制每一负载各自切换于所述导通状态与所述不导通状态其中之一；
一参考电压产生电路，电连接所述控制电路，用以产生一参考电压，且接收所述控制信号组，并依据所述控制信号组调整所述参考电压，
当所述控制电路依据所述控制信号组控制所述N个负载其中之一自导通状态切换至不导通状态时，所述参考电压产生电路同时依据所述控制信号组使所述参考电压对应降低一变动量，当所述负载处于不导通状态的数量为M时，则所述参考电压的值降低M个变动量，M≤N，M为正整数；及
一脉波产生电路，电连接所述侦测电路、所述参考电压产生电路，与所述电流驱动电路，以接收来自所述侦测电路的所述侦测电压，与来自所述参考电压产生电路的所述参考电压，而据以产生所述脉波信号，且所述脉波信号的脉波宽度正相关于所述参考电压、所述负载处于导通状态的数量。
2.根据权利要求1所述的补偿式电流校正装置，其特征在于，所述电流驱动电路包括一第一开关、一个二极管，及一电感，
所述第一开关具有一接收一第一电压的第一端、一电连接所述脉波产生电路以接收所述脉波信号的控制端，及一第二端，
所述二极管具有一电连接所述第一开关的第二端的阴极，及一接地的阳极，
所述电感具有一电连接所述二极管的阴极的第一端，及一提供所述输出电流的第二端。
3.根据权利要求1所述的补偿式电流校正装置，其特征在于，所述侦测电路包括一电阻，及一放大器，
所述电阻具有一电连接所述电流驱动电路以接收所述输出电流的第一端，及一电连接所述N个负载中的第一个的第二端，
所述放大器具有一电连接所述电阻的第一端的非反相输入端、一电连接所述电阻的第二端的反相输入端，及一电连接所述脉波产生电路并输出所述侦测电压的输出端。
4.根据权利要求1所述的补偿式电流校正装置，其特征在于，所述控制信号组具有N组控制信号，所述控制电路包括N个负载开关，及一调光控制器，
所述N个负载开关分别与所述N个负载并联，
所述调光控制器具有N个分别接收所述N组控制信号的接收端，及N组分别电连接所述N个负载开关的输出端，所述调光控制器用以将接收到的每一控制信号进行逻辑转态。
5.根据权利要求4所述的补偿式电流校正装置，其特征在于，所述调光控制器是一反相器，用以使每一控制信号的相位反相。
6.根据权利要求1所述的补偿式电流校正装置，其特征在于，所述参考电压产生电路包括一电流产生器、一电流镜模块，及一参考电压产生器，
所述电流产生器用以产生一补偿电流，
所述电流镜模块电连接所述电流产生器以接收所述补偿电流，且接收所述控制信号组，并根据所述控制信号组将所述补偿电流镜射放大K倍以产生一个参考电流，K＝N－M，K≤N，
所述参考电压产生器电连接电流镜模块以接收所述参考电流，且产生正比所述参考电流的所述参考电压。
7.根据权利要求6所述的补偿式电流校正装置，其特征在于，所述控制信号组具有N组控制信号，且所述电流镜模块包括一具有N输出端的电流源，及N个开关，
所述电流源用以产生N个镜射电流，所述N个镜射电流分别从所述N个输出端输出，且每一镜射电流的值等于所述补偿电流的值，
所述N个开关分别具有一第一端、一控制端，及一第二端，
所述N个开关的第一端分别电连接所述N个输出端以分别接收所述N个镜射电流，
所述N个开关的控制端分别接收所述N组控制信号，且每一开关根据所对应的所述控制信号的逻辑准位切换于导通与不导通间，
所述N个开关的第二端皆电连接所述参考电压产生器，当所述开关导通时，其第二端输出所述镜射电流到所述参考电压产生器。
8.根据权利要求1所述的补偿式电流校正装置，其特征在于，所述脉波产生电路包括一临界值产生器、一第三比较器、一第四比较器、一正反器，及一电压转换器，
所述临界值产生器电连接所述参考电压产生电路以接收所述参考电压，并依据所述参考电压而产生一第一比较电压，及一小于所述第一比较电压的第二比较电压，且所述第一比较电压与所述第二比较电压的平均值等于所述参考电压，
所述第三比较器具有一电连接所述临界值产生器以接收所述第一比较电压的反向输入端、一电连接所述侦测电路以接收所述侦测电压的非反向输入端，及一输出端，
所述第四比较器具有一电连接所述侦测电路以接收所述侦测电压的反向输入端，一电连接所述临界值产生器以接收所述第二比较电压的非反向输入端，及一输出端，
所述正反器具有一电连接所述第三比较器的输出端的重置端、一电连接所述第四比较器的输出端的设定端，及一输出端，所述正反器依据所述设定端与所述重置端接收的信号的逻辑准位而产生一原始脉波信号，并自所述输出端输出，
所述电压转换器具有一电连接所述正反器的所述输出端的输入端，及一电连接所述电流驱动电路的输出端，且所述电压转换器将所述输入端接收的原始脉波信号进行放大转换以产生所述脉波信号，并自所述输出端输出。
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