CN112104426A - 一种基于偏振复用光频疏和集成相干接收机的微波光子信道化接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于偏振复用光频疏和集成相干接收机的微波光子信道化接收方法，该方法涉及微波技术领域和光通信技术领域。所述方法如说明书图1所示，包括光源、射频信号源、马增调制器、光耦合器、掺铒光纤放大器、光带通滤波器、双平行正交相移键控调制器、偏振控制器、集成相干接收机(ICR)。仅需要利用两个线偏振复用的本振光频梳即可实现4个信道的信道化接收。此外该方案还利用ICR结合数字信号处理DSP算法解决了双光频微波光子信道化接收机存在的镜像干扰问题。由于没有使用高频电器件。该方案具有大带宽、高镜像抑制比等优点。由于抑制了光载波和采用了平衡探测，该方案还具有高增益的优点。

Description

一种基于偏振复用光频疏和集成相干接收机的微波光子信道 化接收方法

技术领域

本发明涉及光通信技术领域和微波技术领域，主要涉及微波光子信道化接收机技术。

背景技术

信道化接收一般指的是频域上的信道划分。信道化接收机的功能是将频域上的带宽信号依此划分为多个窄带信号，然后通过处理划分后的窄带信号来间接完成大带宽信号的处理。

信道划接收机最直观的实现方式是利用点滤波器组成来完成信道化的划分，这也是信道化接收机最早的实现方式，即电模拟信道化接收机。电模拟信道化接收机按照结构不同又分为纯信道化接收机、频段折叠式信道化接收机和时分信道化接收机。纯信道化接收机具有结构复杂与体积、重量与功耗大的缺点。频段折叠式信道化接收机存在两个主要的问题，一是由于将N个频段折叠在一起了，使得噪声功率增加为原来的N倍，从而降低了信道化接收机的信噪比。另一个就是频段折叠式信道化接收机存在频率模糊的问题，即当接收机的信号处于两个不同的频段且经过第一级变频后频率相等时，频段折叠式信道化接收机将无法识别具体的信号频率。时分信道化接收机与频段折叠式信道化接收机的结构与类似，主要区别在于时分信道化接收机不是将所有频段叠加再一起，而是利用宽带调节开关通过时分复用的方式依此处理每个频段的信号，虽然简化了系统结构，减少了混频器、滤波器的使用，但其增加了接收机的处理时延，降低了接收机的截获概率。

相对于传统的电信道化接收机，微波光子信道化接收机起步较晚，近几年才得到国内外学者的广泛关注。但由于微波光子技术发展迅速，目前国内外学者已经提出众多的微波光子信道化接收机方案。

早期都方案多为基于自由空间光学的方案，后来学者们还提出了基于时分复用的微波光子信道化接受方案。由于自由空间光学的微波光子信道化接收机存在体积庞大、系统损耗相对较高的问题，基于时分复用的微波光子信道化接收机存在信号截获概率低的问题，因此学者们开始尝试基于光滤波器组的信道化接收机方案。再后来为了减少光滤波器的使用，学者们提出了基于光频梳和周期光滤波其的微波光子信道化接收机方案。但同样受限于光滤波器的阻带衰减慢的问题，这种信道化接收机也难以实现高信道间隔离度的信道化分。

发明内容

本发明提出一种基于偏振复用光频疏和集成相干接收机的微波光子信道化接收方法。本方法不需要信号光频梳，射频信号采用抑制载波双边带CS-DSB 的调制方式，一方面减少了电微波器件的使用，提高了信道的幅度相应，另一方面通过对两个边带进行处理，降低了对本振光频梳梳线间隔的要求。此外，该方案中的本振光频梳只需要一套偏振复用的双线光频梳，降低了对本振光频梳梳线数的要求。综上所述，该方案很好地解决了基于双光频梳的微波光子信道化接收机需要大间隔、多梳线的问题。此外，该方案还利用集成相干接收机ICR结合数字信号处理算法DSP解决了基于双光频梳的微波光子信道化接收机存在的频谱混叠问题。

本方案所采用的技术方案是：所述装置包括光源、射频(RF)信号源、马增调制器(MZM)、光耦合器(OC)、掺铒光纤放大器(EDFA)、光带通滤波器(OBPF)、双平行正交相移键控调制器(DP-QPSK)、偏振控制器(PC)、集成相干接收机(ICR)。其特征在于：激光器输出的光载波经过光分路器(OC) 分为上下两路，上路的光载波输入到MZM中，MZM将接收到的射频信号调制到光载波上。调制后的信号经过掺铒光纤放大器1(EDFA1)放大后通过光滤波器保留一个边带，经由偏振控制器1(PC1)输入到ICR的信号输入端口(Sig 端口)。下路输入的光载波先输入到双平行正交相移键控(DP-QPSK)调制器中。频率为f_LO1的本振信号1和频率为f_LO2的本振信号2加载到DP-QPSK上。 DP-QPSK输出的光信号经过EDFA2放大后经过光滤波器保留一个边带，经由 PC2输入到ICR的本振输入端口(LO端口)。ICR的输出经过ADC后，在数字域利用DSP算法即可实现4个信道的信道化接收。

DP-QPSK是一个集成器件，上下两臂分别为一个双平行马增调制器 DP-MZM、其中下臂DP-MZM后接一个90°偏振旋转器PR集成和一个偏振合束器PBC集成。

本发明在工作时包括以下步骤：

(1)从LD发出的光载波通过OC分为上下两路，此时激光器的输出的光信号可表示为：

E_in(t)＝E₀exp(jω_ct)

其中，E₀和ω_c为光载波的幅度和角频率。

(2)上路的光载波输入到MZM中，MZM工作在最小工作点，实现抑制载波双边带调制(CS-DSB)。射频信号可以表示为： V_RF(t)＝V_RFsin(ω_RF1,2,3,4t)，其中V_RF是射频信号的幅度，ω_RF1,2,3,4表示被分到第一、第二、第三和第四信道信号的频率。MZM将接收到的射频信号调制到光载波上(抑制载波双边带调制)。调制后的信号经过掺铒光纤放大器1(EDFA1)放大后通过光滤波器保留一个边带，经由偏正控制器1(PC1)输入到ICR的信号输入端口(Sig端口)。通过OBPF1 的信号可以表示为：

其中，m_RF＝πV_RF/V_π为射频信号的调制指数，V_π是MZM的半波电压， J_n(.)是第一类n阶贝塞尔函数。

(3)下路输入的光载波先输入到双平行正交相移键控(DP-QPSK)调制器中。频率为f_LO1的本振信号1(V₁(t)＝V₁sin(ω₁t))和频率为f_LO2的本振信号2(V₂(t)＝V₂sin(ω₂t))加载到DP-QPSK上。DP-QPSK输出的光信号经过EDFA2放大后经过光滤波器保留一个边带，经由PC2输入到 ICR的本振输入端口(LO端口)。经过OBPF2的信号可以表示为：

其中E_X(t)和E_Y(t)表示光信号的X偏振态和Y偏振态，m₁＝πV₁/V_π和 m₂＝πV₂/V_π分别表示LO1和LO2的调制指数。

(4)PC1用来将射频信号的偏振态调整到和ICR中PBS1的主轴成45度， PC2用来将本振信号的偏振态对准ICR中PBS2的主轴，好让两个偏振态恰好分开。PBS1和PBS2的输出被各自送到X-QOH和Y-QOH中。然后输出通过BPD，光信号转化为电信号，再被跨阻抗放大器TIA放大。如果我们让LO1和LO2的信号位于第二信道和第三信道的中心，那么，通过TIA放大后的信号可以表示为：

其中，η是BPD的响应度，G是TIA的增益，ω_RFn-H和ω_RFn-L表示频率高于或者低于本振LO的信号。

(5)ICR的输出(TIA的输出)存在严重的频谱混叠，XI(t)和XQ(t)中的镜像干扰可以通过下面的DSP算法解决：

同样的，YI和YQ内存在的镜像干扰也可以利用DSP算法解决，通过数字带通滤波器对不同通道的信号进行滤波，可以得到：

事实上，通过DSP算法，CH1(t)得到的信号是将接收到的射频信号频谱进行了反转。因此，再CH1(t)输出之前，还需要一个V_2IFcos(2ω_IFt)信号来恢复频谱，这个频谱反转操作可以直接通过电域的DSP算法实现。

本发明提出一种基于偏振复用光频疏和ICR的微波光子信道化接收方法，相较于以前的双光频梳微波光子信道化接收机方案，该方案不需要信号光频梳，仅需要利用两个线偏振复用的本振光频梳即可实现4个信道的信道化接收。此外该方案还利用ICR结合DSP算法解决了双光频微波光子信道化接收机存在的镜像干扰问题。

本方案提出了基于偏振复用调制器(PDM-MZM)的微波光子镜像抑制变频方案，可以实现大带宽信号下变频的同时，抑制镜像信号的干扰。由于没有使用高频电器件。该方案具有大带宽、高镜像抑制比等优点。此外，由于抑制了光载波和采用了平衡探测，该方案还具有高增益的优点。

附图说明

图1为本发明一种基于偏振复用光频疏和ICR的微波光子信道化接收方法的原理图。

图2为DP-QPSK的内部原理图，射频加载方式以及各个子MZM的工作点均再图上标出。其中各个子MZM均工作在最小工作点，上下两个DP-MZM的主调制点均工作在最大工作点。两个DP-MZM的均一路空载，一路加射频信号。

图3(a)为射频信号经过抑制载波双边带调制后的频谱图，蓝虚线框表示光滤波器保留的信号部分，其中各个不同信道已用数字标明。

图3(b)为本振信号经过QPSK调制器调制后的频谱图，其中两个相互垂直的偏振态频率分别为f_LO1、f_LO2。

图4(a)为抑制载波双边带CS-DBS信号的频谱。

图4(b)DP-QPSK调制器后信号的光谱、OBPF后信号的光谱以及OBPF的频响。

图5为当RF信号由13.4GHz和14.4GHz的单音信号构成时，LO本振分别为 13.5GHz和14.5GHz时各个信道的频谱图。

图6为信道1的无杂散动态范围SFDR。

图7为信道1的频率响应。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例：

如说明书附图图1所示，本实例中，装置包括，包括LD、信号源、MZM、OC、 EDFA、光OBPF、DP-QPSK、PC、ICR。LD的输出经过OC分为两路，其中上路与MZM相连，经过EDFA1在经过OBPF1保留上边带，然后经PC调整偏振态送入ICR的sig输入端。下路与DP-QPSK相连接，经过EDFA2再经过OBPF2 保留上边带，再经PC送入ICR的LO输入端。最后ICR的输出经过ADC后，在数字域利用DSP算法即可实现4个信道的信道化接收。

本实例中，方法的具体实施步骤是：

步骤一：LD产生工作波长为1552.00nm，平均功率为13dBm的连续光波，连续光波经OC后分别注入到MZM和DP-QPSK中；MZM的带宽大于25GHz，半波电压约为3.5V；DP-QPSK的带宽大于23GHz，半波电压约为3.5V。

步骤二：射频源分别产生频率为13.4GHz和14.4GHz的射频信号，并送入 MZM进行抑制载波双边带调制，在经过OBPF保留上边带。

步骤三：LO信号源输出频率分别为13.5GHz和14.5GHz的LO信号，将其按照图2方式送入DP-QPSK调制器，在经过OBPF保留上边带。

步骤四：调节两个PC，使调制信号与ICR的PBS主轴成45度夹角，使产生的本振信号与ICR的PSB主轴对准，也就是将DP-QPSK产生的两个偏振态的本振通过PBS正好分隔开。

步骤五：ICR后的信号由数字示波器(Keysight)采样DSOV334A)，采样速率为80gs/s，采用uses-defined function(UDF)模块进行实时处理。光学信号由分辨率为0.01nm的光学频谱分析仪(Advantest Q8384)测量。

步骤六：调节PC和Pol使得X-Pol MZM和Y-Pol MZM两臂输出的光载波得到有效抑制，如图5所示，可以看出当射频信号为13.4GHz和14.4GHz，本振信号为13.5GHz和14.5GHz时，13.5GHz的本真信号用来分别接收CH1和CH3 信道内的信号，由于CH1内没有信号，14.4GHz的RF信号位于CH3内，及在 CH3信道内可以看到接收到了频率为0.9GHz的信号。同理，14.5GHz的本振信号接收到了13.4GHz位于CH2频率为1.1GHz的信号。

步骤七：测量了通道1的无杂散动态范围(SFDR)和频率响应，如图6所示，无杂散动态范围为98.54dB·Hz^2/3。图7所示，频率相应的波动小于1dB。

综上，本发明一种基于偏振复用光频疏和ICR的微波光子信道化接收方法降低了对本振光频梳梳线数的要求。该方案很好地解决了基于双光频梳的微波光子信道化接收机需要大间隔、多梳线的问题。

总之，以上所述实施方案仅为本发明的实施例而已，并非仅用于限定本发明的保护范围，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在本发明的内容上，还可以做出若干等同变形和替换，本振信号频率、射频信号频率等同变形和替换以及频率范围的调整也视为本发明保护的范围。

Claims (1)

1.一种基于偏振复用光频疏和集成相干接收机的微波光子信道化接收方法，包括光源LD、射频信号源、马增调制器MZM、光耦合器OC、掺铒光纤放大器EDFA、光带通滤波器OBPF、双平行正交相移键控调制器DP-QPSK、偏振控制器PC、集成相干接收机ICR，其特征在于：激光器输出的光载波经过光分路器分为上下两路，上路的光载波输入到MZM中，MZM将接收到的射频信号调制到光载波上，调制后的信号经过EDFA1放大后通过光滤波器保留一个边带，经由PC1输入到ICR的信号输入端口，下路输入的光载波先输入到DP-QPSK中，频率为f_LO1的本振信号1和频率为f_LO2的本振信号2加载到DP-QPSK上，DP-QPSK输出的光信号经过EDFA2放大后经过OBPF保留一个边带，经由PC2输入到ICR的本振输入端口，ICR的输出经过模数转换ADC后，在数字域利用数字信号处理算法DSP即可实现4个信道的信道化接收。

所述DP-QPSK，其特性在于：内部由两个双平行马赫曾德尔调制器DPMZM以及偏振复用器PBC集成，DPMZM共包括三个马赫曾德尔调制器MZM，其中两个MZM作为子调制器嵌在作为主调制器的MZM中。

所述ICR，其特性在于：内部由偏振分束器PSB、90度光混频器、平衡光电探测器BPD以及跨阻抗放大器TIA组成。

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