CN112104235B - 一种双边反馈控制方法和双边反馈装置 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供一种双边反馈控制方法和双边反馈装置，该双边反馈控制方法应用于双边反馈架构，该方法包括：根据变压器绕组上的电压变化判断电路所处的时序阶段，当检测到次级电路的反馈信号时，初级控制器根据检测到反馈信号时的当前时序阶段和反馈的次级电路的电压变化信号对主开关管进行控制。本申请通过对双边反馈架构采用双边反馈的逻辑控制方法，可以降低次级输出纹波改善动态响应和空载功耗、降低主开关管在开启时的功耗、改善EMI；还可以实现变电压输出等。

Description

一种双边反馈控制方法和双边反馈装置

技术领域

本申请涉及电源技术领域，尤其涉及一种双边反馈控制方法和双边反馈装置。

背景技术

在原边反馈架构（PSR）中，只有次级退磁的时候才能监测到次级电压的变压情况，故在空载状态时需每隔预设时间（通常为0.5ms~5ms）进行一次轻开启，对于频繁地开启传递的能量需要利用次级假负载进行泄放，导致将增加整个电路的空载功耗。不仅如此，当空载突然变成满载时，还需要等到下一周期才能反馈到初级电路，导致次级电路的输出电压快速下降，这意味着电路的动态响应较差。而在副边反馈架构（SSR）中，由于反馈端利用光耦、431及分压电阻等器件构成，不仅占用空间，且现有的副边反馈架构无法进行恒流恒功率的切换，即只有在恒流模式下工作或者在恒功率模式下工作。例如，当功率18W的快充采用恒流模式时，若输出电压由5V升压至12V，功率将超过18W，那么，主控和变压器等器件将会因超负荷工作而发生炸机。当采用恒功率模式时，当电压变小时，相应地输出电流将增大，那么，将会因电流过大而烧坏次级电路中的同步开关管等。另外，由于SSR架构需要光耦实时反馈，特别在电源适配器PD中，光耦限流电阻不能太大，否则无法稳定工作，若太小，又存在空载功耗高等问题。

发明内容

有鉴于此，本申请的目的是为了克服现有技术中的不足，提供一种双边反馈控制方法和双边反馈装置。

本申请的实施例提供一种双边反馈控制方法，应用于双边反馈架构，双边反馈架构包括变压器、分别位于变压器两侧的初级电路和次级电路，初级电路包括初级控制器、与变压器的初级绕组连接的主开关管和位于初级电路中的初级反馈端，次级电路包括次级控制器、与变压器的次级绕组连接的同步开关管和位于次级电路中的次级反馈端，其中，同步开关管在关断或开启时引起的次级电路的电压变化信号通过绕组电磁感应反馈至初级电路的初级反馈端；该方法包括：

初级控制器根据变压器绕组上的电压变化判断电路所处的时序阶段；其中，变压器在不同的时序阶段具有对应的电压变化波形；

当通过初级反馈端检测到次级电路的反馈信号时，初级控制器根据检测到反馈信号时的当前时序阶段和反馈的次级电路的电压变化信号对主开关管进行控制。

在一种实施例中，初级反馈端检测到次级电路的反馈信号之前，该双边反馈控制方法还包括：

上电后，初级控制器控制该双边反馈架构进入原边反馈控制模式，以建立次级电路所需的初始工作电压；

次级控制器根据变压器绕组上的电压变化判断电路所处的时序阶段，并通过次级反馈端实时获取次级电路的输出状态；

次级控制器根据判断出的时序阶段和输出状态对同步开关管进行控制；

在一种实施例中，电路的时序阶段包括T0~T6阶段，T0为主开关管导通的阶段，T1阶段为变压器进入漏感谐振到漏感谐振停止的阶段，T2阶段为漏感谐振状态停止到退磁高电平保持状态的阶段，T3阶段为退磁高电平保持状态即将结束到待进入谐振状态的阶段，T4阶段为进入谐振状态到谐振状态停止的阶段，T5阶段为绕组剩余能量谐振释放完后在低电平保持状态的阶段，T6阶段为超过预设时间阈值后仍为低电平保持状态的阶段。

在一种实施例中，次级电路的输出状态包括次级电路的输出电压或电流的大小，次级控制器根据判断出的时序阶段和输出状态对同步开关管进行控制包括：

若当前为T0阶段或T6阶段，次级控制器维持同步开关管的关闭状态；若当前为T1阶段，次级控制器维持同步开关管的导通状态；若当前为T2阶段，次级控制器在超过预设的最小退磁延迟时间后根据次级电路的输出电压或电流的大小控制同步开关管的导通或关闭状态；若当前为T3阶段，次级控制器按照预设条件控制同步开关管进行关断；若当前为T4阶段或T5阶段，次级控制器控制同步开关管导通预定时间后再关断。

在一种实施例中，次级电路的电压变化信号包括次级电路的输出电压变化和自变压器的指定状态到接收到反馈信号的时长，初级控制器根据检测到反馈信号时的当前时序阶段和反馈的次级电路的电压变化信号对主开关管进行控制包括：

若当前为T0阶段，初级控制器维持主开关管的导通状态以等待进入T1阶段；若当前为T1阶段，初级控制器维持主开关管的关闭状态以等待进入T2阶段；

若当前为T2阶段，初级控制器若判断出次级电路出现预设严重程度的欠压或欠流，若系统带有连续工作模式，则控制主开关管导通以重新进入T0阶段并在达到第一预设峰值电流时关闭；若判断出次级电路出现过压或过流，或系统为非连续工作模式，则维持主开关管的关闭状态以等待进入T3阶段；

若当前为T3阶段，初级控制器若根据次级电路的输出电压变化判断出同步开关管完成提前关断操作，则控制主开关管导通以重新进入T0阶段并在达到第一预设峰值电流时关闭，否则维持主开关管的关闭状态以等待进入T4阶段；

若当前为T4阶段，初级控制器若根据从变压器的指定状态到接收反馈信号的时长判断出同步开关管完成一次导通及关断操作，则控制主开关管导通以重新进入T0阶段并在达到第一预设峰值电流或第二预设峰值电流时关闭；若没有检测到欠压或欠流的反馈信号，则维持主开关管的关闭状态以等待进入T5阶段；

若当前为T5阶段，初级控制器若判断出同步开关管完成一次导通及关断操作，则控制主开关管导通以重新进入T0阶段并在达到第一预设峰值电流、第二预设峰值电流或第三预设峰值电流时关闭；若没有检测到欠压或欠流的反馈信号，则维持主开关管的关闭状态以等待进入T6阶段；

若当前为T6阶段，初级控制器控制主开关管导通一次并在达到第一预设峰值电流、第二预设峰值电流、第三预设峰值电流或第四预设峰值电流时关闭。

在上述实施例中，各峰值电流的大小关系为：第一预设峰值电流>第二预设峰值电流>第三预设峰值电流>第四预设峰值电流。

在一种实施例中，初级控制器根据检测到反馈信号时的当前时序阶段和反馈的次级电路的电压变化信号对主开关管进行控制，包括：

初级控制器根据反馈的次级电路的电压变化信号和检测到反馈信号时的当前时序阶段建立并实时更新次级电路所需的初级基准电压，然后基于实时更新的初级基准电压和电路所处的时序阶段对主开关管进行控制。

在一种实施例中，该双边反馈控制方法还包括：

T2阶段中，初级控制器能够控制主开关管工作在连续模式、临界模式和断续模式中的任意一种或在不同模式之间进行切换；

当主开关管为连续模式时，初级控制器若判断出同步开关管完成预关断或提前关断操作，则控制主开关管退出连续模式；

或者，当主开关管为连续模式时，初级控制器控制主开关管在经过预设个数周期的连续模式后退出连续模式；

或者，当主开关管处于连续模式时，初级控制器判断出反馈信号的电压值达到初级反馈端的预设基准值后退出连续模式。

在一种实施例中，该双边反馈控制方法还包括：

T4阶段或T5阶段中，初级控制器在判断同步开关管完成一次导通及关断操作之前，先判断次级电路的电压是否大于预设值；

若大于预设值，则控制主开关管导通且在达到第一预设峰值电流时关闭；若小于等于预设值，则在判断出同步开关管完成一次导通及关断操作时，则控制主开关管导通且在达到第二预设峰值电流或第三预设峰值电流时关闭。

在一种实施例中，T4阶段或T5阶段中，初级控制器控制主开关管导通时，在同步开关管关闭后产生的最新谐振波形的第一个谷底时刻或后续的谷底时刻控制主开关管导通。

在一种实施例中，初级反馈端包括用于检测次级电路反馈的电压变化信号的第一反馈端和第二反馈端，其中，第二反馈端的优先级高于第一反馈端的优先级；方法还包括：

当初级控制器判断出第二反馈端检测到的电压达到预设模式切换电压阈值时，初级控制器控制主开关管由当前的恒流模式切换至恒功率模式。

在上述实施例中，该双边反馈控制方法还包括：

当初级控制器判断出第一反馈端检测到的电压下降至预设最低电压阈值时，则双边反馈装置由双边反馈控制模式切换为原边反馈控制模式。

在一种实施例中，双边反馈装置还包括快充电路，快充电路与初级电路的输出端连接，以作为双边反馈架构的输出信号。

本申请的实施例还提供一种双边反馈架构，双边反馈架构包括变压器、分别位于变压器两侧的初级电路和次级电路；

初级电路包括初级控制器、与变压器的初级绕组连接的主开关管和位于初级电路环路中的初级反馈端；次级电路包括次级控制器、与变压器的次级绕组连接的同步开关管和位于次级电路环路中的次级反馈端，其中，同步开关管在关断或开启时引起的次级电路的电压变化信号通过绕组电磁感应反馈至初级电路的初级反馈端；

其中，初级反馈端包括用于检测次级电路反馈的电压变化信号的第一反馈端和第二反馈端，其中，第二反馈端的优先级高于第一反馈端的优先级；第二反馈端用于恒流模式与恒功率模式的切换控制，第一反馈端用于双边反馈控制模式与原边反馈控制模式的切换控制。

在一种实施例中，次级控制器内部设有次级控制芯片、快充协议模块、同步开关管和输出保护MOS管，其中，快充协议模块内置上下偏置电阻并且用于根据外接负载需要通过次级反馈端反馈到次级控制器；次级芯片用于根据接收到的反馈信号在退磁阶段控制关闭或半关闭同步开关管，以改变同步开关管的导通内阻，进而形成包络电压。

在一种实施例中，当为谐振后空载阶段，若次级控制器通过次级反馈端检测到次级电路的输出电压由空载变为满载状态，则对同步开关管进行一次轻驱动，以形成一个包络电压。

本申请的实施例还提供一种双边反馈装置，包括：变压器、分别位于变压器两侧的初级电路和次级电路，初级电路包括初级控制器、与变压器的初级绕组连接的主开关管和位于初级电路中的初级反馈端，次级电路包括次级控制器、与变压器的次级绕组连接的同步开关管和位于次级电路中的次级反馈端，其中，同步开关管在关断或开启时引起的次级电路的电压变化信号通过绕组电磁感应反馈至初级电路的初级反馈端，双边反馈装置采用上述的双边反馈控制方法进行电路逻辑控制。

本申请的实施例还提供一种可读存储介质，存储有计算机程序，计算机程序被执行时，实施上述的双边反馈控制方法。

本申请的实施例具有如下优点：

本申请的双边反馈控制方法通过将对双边反馈架构基于时序判断控制，其中，获取变压器绕组上的电压信号变化以用于电路的时序判断，当初级反馈端检测到次级电路的反馈信号时，初级控制器基于检测到反馈信号时的当前时序阶段和反馈的次级电路的电压变化信号对主开关管进行控制。该方法基于时序判断及控制，不仅可以很好地解决原边反馈架构存在的动态响应差问题、以及副边反馈架构存在的恒流模式与恒功率模式无法切换的问题，此外，还可以降低空载功耗，降低主开关管在开启时的功耗，改善EMI和提升动态响应，减少次级输出纹波，还可以快速实现变电压输出等。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1示出了本申请实施例的双边反馈架构的整体示意图；

图2示出了本申请实施例的双边反馈架构的一种结构示意图；

图3示出了本申请实施例的双边反馈架构的另一种结构示意图；

图4示出了本申请实施例的双边反馈架构的次级控制器的结构示意图；

图5示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的第一种流程示意图；

图6示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的T0~T6阶段示意图；

图7示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的T2波形测试图；

图8示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的T3波形测试图；

图9示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的T4波形测试图；

图10示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的T5波形测试图；

图11示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的T6波形测试图；

图12示出了整个时序阶段的波形示意图；

图13示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的第二种流程示意图；

图14示出了本申请实施例的双边反馈控制方法的初级/次级基准电压的设置区间。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

为此，本申请中将提出一种双边反馈架构DSR，其包括原边反馈和副边反馈，通过利用双边反馈来控制，不仅可以解决单纯的原边反馈架构PSR的动态响应差问题，还可以解决副边反馈架构SSR的无法进行恒流模式和恒功率模式的切换问题等。

示范性地，如图1所示，该双边反馈架构DSR包括变压器、分别位于变压器两侧的初级电路和次级电路，其中，初级电路包括有初级控制器、与变压器的初级绕组连接的主开关管Q1和位于初级电路环路中的初级反馈端，而次级电路包括有次级控制器、与变压器的次级绕组连接的同步开关管Q7和位于次级电路环路中的次级反馈端。

其中，该初级控制器主要用于对初级电路进行监测及对主开关管Q1的控制等。在初级电路中，初级控制器与主开关管Q1可集成到一个芯片中，也可以采用分离式的连接方式。如图2所示，主开关管Q1分别与变压器和初级控制芯片分离式连接，当然也可以采用如图3所示的集成到同一芯片的方式来实现，具体可根据实际需求来确定。另外，关于初级反馈端对应的反馈电路，如图2所示，可以设置在集成芯片的内部。进一步地，若该变压器包括初级主绕组和初级辅助绕组，如图2所示，该初级反馈端可以连接到初级辅助绕组等。或者，如图3所示，反馈电路也可以设置在芯片的外部等。可以理解，关于初级电路中的主开关管、初级控制芯片与反馈电路等器件的存在方式，在此并不作限定。通常地，对于需要大功率的场合，可采用分离式的设计，如图2所示，而对于小功率的场合，则可采用集成式设计，减少体积等。另外，该初级反馈端在初级电路环路中的位置并不作限定，具体可根据实际需求来设计。

对于该双边反馈架构DSR，在一种实施方式中，如图1所示，该初级反馈端包括用于检测次级电路反馈的电压变化信号的两个反馈端，分别为第一反馈端FB1和第二反馈端FB2。在实际运用中，可根据需求决定是否将第二反馈端FB2同时接入至电路中，若仅接入了第一反馈端FB1，则该电路将成为原边反馈架构，此时将通过该第一反馈端FB1进行次级输出电压的检测以用于控制主开关管Q1以及输入过压、欠压保护等。可选地，也可以同时接入两个反馈端，在此并不作限定。

在一种实施方式中，该第一反馈端FB1和第二反馈端FB2的一端短路连接，即合并为一个引脚，可节省外围元件等。若以图1所示的连接方式为例，两个反馈端的短路连接端将连接至初级辅助绕组，而两个反馈端各自的另一端则分别连接至该初级控制器的不同端，其中，该第二反馈端FB2的优先级高于第一反馈端FB1的优先级。可以理解，这里的优先级是指初级控制器通常是将得到的次级电路的反馈信号先与第二反馈端FB2的反馈基准电压比较，直到反馈信号的电压超出了第二反馈端FB2的电压作用范围，再与第一反馈端FB1进行比较，通过对设置不同的反馈电压基准并在满足不同的反馈电压基准下实现不同的功能，从而可以丰富该双边反馈架构的功能等。

以上述为例，当第一反馈端FB1与第二反馈端FB2短路时，故当次级电路反馈的电压高于第二反馈端FB2设置的预设模式切换电压阈值时，电路由恒流模式切换至恒功率模式。而当次级电路反馈的电压下降至低于第一反馈端FB1设置的最低电压阈值时，此时双边反馈装置将由双边反馈控制模式自动切换为原边反馈控制模式。可以理解，在原边反馈控制模式下，该初级控制器主要是根据该第一反馈端FB1的电压大小与预设的最低电压阈值进行比较，从而判断该次级电路的带载状态并对主开关管Q1进行相应控制等。

其中，该次级控制器主要用于对次级电路的输出进行监测，以及根据接收到的反馈信号在退磁阶段控制关闭或半关闭同步开关管，以改变同步开关管的导通内阻，进而形成包络电压。例如，当为谐振后空载阶段，若次级控制器通过次级反馈端检测到次级电路的输出电压由空载变为满载状态，则对同步开关管进行一次轻驱动，以形成一个包络电压。

在次级电路中，次级控制器与同步开关管Q7可集成到一个芯片中，也可以采用分离连接方式，例如，图2中，同步开关管与次级控制芯片为分离式连接，而图3所示的次级集成芯片中包括次级控制器和同步开关管Q7等主要器件。可选地，若该双边反馈架构用于实现快充，则该次级电路可以包括次级控制器及快充协议模块等，如图3所示。而在另一种实施方式中，该次级控制器可由次级控制芯片、快充协议模块、同步开关管和输出保护MOS管等器件构成的集成芯片，如图4所示。其中，快充协议模块内置上下偏置电阻并且用于根据外接负载需要通过次级反馈端反馈到次级控制器。

基于上述的双边反馈架构DSR，本申请将对该双边反馈架构采用时序判断控制，可以在实现动态响应好、恒流模式和恒功率模式之间的切换之外，还可以降低主开关管在开启时的功耗，降低空载功耗，改善EMI，和动态响应，减少次级输出纹波等。下面结合DSR架构对该双边反馈控制方法进行详细说明。

实施例1

请参照图5，本实施例提出一种双边反馈的逻辑控制方法，可应用于上述的双边反馈架构DSR中，该方法包括：

S110，初级控制器根据变压器绕组上的电压变化判断电路所处的时序阶段。

示范性地，以图1所示的双边反馈架构为例，初级控制器可通过实时采集该变压器初级侧的绕组上的电压信号来获取该变压器的电压变化。进而，初级控制器根据该电压变化信号进行电路时序判断，从而得知变压器时序当前处于哪个阶段。

可以理解，无论是主开关管Q1还是同步开关管Q7，只要开关管发生开启或关断的状态变化，相应地，该变压器两侧均会产生磁感应变化，且在同一时刻，初级控制器与次级控制器两者分别采集到的电压信号的波形变化是相同的，只是信号幅值将根据初级绕组与次级绕组的匝数比的不同而进行同比增加或者同比减少。

由于开关管的控制过程通常呈周期性变化，本实施例中，将根据变压器绕组上的电压信号的波形变化划分为多个时序阶段，以便在不同的时序阶段对开关管进行不同的控制。其中，变压器在每个时序阶段具有各自对应的电压变化波形。可以理解，根据每个时序阶段的电压变化波形及实时采集到的电压变化即可判断出电路当前所处的时序阶段。

示范性地，如图6所示，本实施例划为T0~T6阶段，其中，T0阶段为主开关管导通的阶段；T1阶段为变压器进入漏感谐振到漏感谐振停止的阶段；T2阶段为漏感谐振状态停止到退磁高电平保持状态的阶段；T3阶段为退磁高电平保持状态即将结束到待进入谐振状态的阶段；T4阶段为进入谐振状态到谐振状态停止的阶段；T5阶段为谐振状态停止到绕组能量释放完低电平保持状态的阶段；T6阶段为超过预设时间阈值后仍为低电平保持状态的阶段。例如，该预设时间阈值可为大于或等于0.5ms等，具体可根据实际需求来设定。值得注意的是，这些不同的时段可以根据实际情况来划分调整，每个时段的时长并不作严格的限定。

可以理解，各开关管的控制时序可能是按照时间顺序依次执行这几个阶段，也可能是根据实际负载需求而在其中某个阶段或某几个阶段中循环，例如，若该双边反馈装置一直处于持续带载状态，则将不会进入T6阶段。此外，还可以是由其中一阶段直接跳转至另一个阶段，例如，可根据输出功率的需求，控制电路由T4阶段立即跳转到T0、T1或T2阶段等。

其中，开关管在T0阶段至T2阶段之间进行循环的工作模式称为连续模式（CCM模式），此时变压器能量没有释放完毕后开关管又重新进入导通状态；在T0阶段至T3阶段之间进行循环的工作模式称为临界模式（BCM模式）；在T0阶段至T4阶段之间、T0阶段至T5阶段之间、T0阶段至T6阶段之间、或者以上各阶段之间跳转循环的工作模式称为断续模式（DCM模式）。

其中，在步骤S110之前或之后，该方法还包括：上电后，初级控制器控制该双边反馈架构进入原边反馈控制模式，以建立次级电路所需的初始工作电压。待次级电路能够正常工作之后，则执行步骤S120。

S120，当通过初级反馈端检测到次级电路的反馈信号时，初级控制器根据检测到反馈信号时的当前时序阶段和反馈的次级电路的电压变化信号对主开关管进行控制。

由于次级电路与初级电路是通过变压器连接的，基于电磁感应原理，同步开关管Q7在关断或开启时所引起的次级电路中的电压变化信号将通过变压器的绕组电磁感应反馈至初级电路的初级反馈端。

示范性地，在同步开关管Q7进行相应开启或关断后，初级控制器能够通过初级反馈端检测到次级电路反馈的电压变化信号。于是，当检测到次级电路的反馈信号时，初级控制器将基于检测到反馈信号时的当前时序阶段和反馈的次级电路的电压变化信号对主开关管Q1进行控制。其中，在控制主开关管Q1进行导通时，将根据当前时序阶段和次级电路的输出电压变化等中的一种或多种来确定主开关管Q1是否需要导通，以及在导通时达到所需的峰值电流时关闭。示范性地，可包括以下几种情况：

情况一，若当前为T0阶段，初级控制器将控制主开关管Q1导通，并保证主开关管Q1的最小导通时间。之后，待主开关管Q1关闭后，电路将自动进入T1阶段。

情况二，若当前为T1阶段，初级控制器将维持主开关管Q1的关闭状态，等待电路进入T2阶段。由于此时的同步开关管将导通，为防止两个开关管共通而炸机，该阶段中将不对主开关管Q1动作。

情况三，若当前为T2阶段，初级控制器将判断次级电路是否出现预设严重程度的欠压或欠流，若出现预设严重程度的欠压或欠流，且系统预先设置了连续模式，则控制主开关管Q1导通（即跳回T0阶段）以进入连续模式，并当初级电路中的电流达到第一预设峰值电流后关闭主开关管Q1。

示范性地，初级控制器可以直接判断上一周期内是否上述的欠压或欠流现象，这样无须等到次级电路的反馈信号才开始导通。例如，初级控制器可根据上一周期内次级电路的电压大小变化来判断是否出现欠压或欠流，以及欠压或欠流的严重程度，其中，该预设严重程度可根据实际需求来设定。当然，初级控制器也可以在当前周期内进行欠压或欠流判断，进而确定是否开启主开关管Q1。如图7所示，若检测到同步开关管Q7进行了提前关断，则控制主开关管Q1导通。当然，若判断出次级电路出现过压或过流，或者系统为非连续模式，则维持主开关管的关闭状态，等待电路进入T3阶段。

可选地，在T2阶段，可以根据实际需要来控制主开关管Q1进入CCM模式、BCM模式和DCM模式中的一种，当然也可以在这三种模式之间进行切换。例如，初级控制器可结合上一次主开关管Q1导通时的峰值电流以及次级电压所需的退磁时间判断出该主开关管Q1是否需要进入CCM模式。又例如，当次级电路需要输出大功率时，可进入CCM模式。通常地，以第一预设峰值电流可以使主开关管Q1快速进入CCM模式。

进一步地，在T2阶段，当主开关管Q1进入CCM模式后，初级控制器可判断是否满足相应的退出条件来退出该CCM模式，以避免出现电流过大而烧坏器件等。

对于该退出条件，示范性地，在T2阶段，且主开关管Q1已进入CCM模式后，例如，初级控制器可根据该次级电路的输出电压变化判断同步开关管是否出现预关断操作，并在判断出同步开关管进行了预关断操作时，使主开关管退出CCM模式。其中，上述的同步开关管Q7的预关断操作是指，对同步开关管Q7以小于完全关断时的电压进行关断，例如，完全关断时需要5V驱动，此时预关断可采用小于4.5V的电压进行关断。

又例如，将次级同步关闭形成的电压上升当作次级过压过流的判断依据，若收到次级在T2阶段提前关闭同步开关管的信号，则判断出次级输出未深度带载或者已经出现过压或过流，此时将退出CCM模式。

又或者，当主开关管Q1经过了预设数量的CCM作模式周期时，此时初级控制器可按照预设的经过预设个数的连续模式周期后加入一个非连续模式以退出连续模式，以用于在该非连接工作模式下接收次级电路的反馈信号，这样可以防止在次级电路的输出需要变电压时而出现过压现象等。

此外，若该双边反馈架构切换到原边反馈工作模式，在T2阶段时，当主开关管Q1进入CCM模式后，随着主开关管Q1的导通，例如，当初级反馈端检测到的电压值逐渐增大到预设的反馈基准电压时，可控制主开关管Q1退出CCM模式等。

情况四，若当前为T3阶段，初级控制器将根据次级电路的输出电压变化判断出同步开关管Q7完成关断操作时，则在变压器退磁完成后跳回T0阶段，即重新控制主开关管Q1导通并在达到第一预设峰值电流时关闭，如图8所示。若没有检测到提前关断操作，则维持主开关管的关闭状态，等待电路进入T4阶段。

可选地，初级控制器可根据退磁阶段关闭同步开关管Q7的电压大小判断主开关管Q1是否需要进入CCM模式。例如，在T3阶段，若初级控制器判断出同步开关管完成提前关断操作时，将使主开关管进入CCM模式。

情况五，若当前为T4阶段或T5阶段，初级控制器若判断出同步开关管Q7完成一次导通及关断操作时，则控制主开关管Q1导通且在达到第一预设峰值电流或第二预设峰值电流时关闭，如图9所示。

情况六，若当前为T5阶段，初级控制器若判断出同步开关管Q7完成一次导通及关断操作时，则控制主开关管Q1导通且在达到第一预设峰值电流、第二预设峰值电流或第三预设峰值电流时关闭，如图10所示。

示范性地，该一次导通及关断操作可根据从变压器的指定状态到接收反馈信号的时长来判断，其中，该指定状态可以是变压器开始退磁时的状态、或者是退磁完成时的状态等。应当理解，在该T4阶段或T5阶段时，具体的峰值电流可根据实际需求来确定。例如，由于次级输出需要，当初级控制器判断出次级电路的电压大于一预设值时，则说明次级电路此时需要进入CCM模式，此时将控制主开关管Q1由当前的T4阶段或T5阶段立即进入T0阶段，并在导通时将以第一预设峰值电流来工作。而当小于等于该预设值时，初级控制器可按照第二或第三预设峰值电流控制主开关管Q1导通。其中，上述的该预设值可根据输出电压与反馈分压电路来相应设定，例如，若输出电压为5V，根据具体的反馈分压电路已知理论上应当在检测到1.9V才进行反馈，若实际反馈时检测到的电压大于该1.9V，则将立即控制主开关管Q1导通。

进一步地，在T4阶段或T5阶段中，初级控制器还可以根据从退磁开始或者退磁完成后到初级反馈端接收到反馈信号的时长来判断次级负载的深度，如是否为空载、满载等，以进一步优化预设峰值电流的取值，从而尽可能地使电路调整到效率最高、性能最佳的状态，动态响应好、纹波低等。

情况七，若当前为T6阶段，即次级电路超过预设时间阈值未反馈时，如图11所示，该初级控制器可控制主开关管Q1以第一预设峰值电流、第二预设峰值电流、第三预设峰值电流或第四预设峰值电流控制主开关管Q1导通一次，例如，可以以最小峰值电流阈值自导通一次，这样可通过电磁互感方式检测到次级电路的输出电压。

其中，上述的各预设峰值电流的大小关系为：第一预设峰值电流>第二预设峰值电流>第三预设峰值电流>第四预设峰值电流。本实施例中，该第一预设峰值电流可取值为小于或等于最大峰值电流阈值，其中，该最大峰值电流阈值是指一个周期内最大的峰值电流，即Ipk电流。通常地，越到后面的时序阶段，其所对应的峰值电流往往取值越小。例如，该第四预设峰值电流可取值为最小峰值电流阈值等。

由于两侧绕组之间的磁感应效应，故初级电路能够接收到次级电路反馈的电压变化信号。本实施例中，通过结合时序判断以及利用绕组互感原理来进行变压器两侧的初级电路及次级电路的信息反馈及信息同步，进而对主开关管进行控制，及时动态调整峰值电流，从而实现整个双边反馈装置的控制，不仅具有更好的动态响应，还可使电路的转换效率达到最佳等。

由于同步开关管Q7在关断或开启时引起的次级电路中的电压变化信号将通过绕组电磁感应反馈至初级电路，在一种实施例中，在初级反馈端检测到次级电路的反馈信号之前，该双边反馈控制方法还可包括：

次级控制器根据变压器的电压变化判断电路所处的时序阶段，并通过次级反馈端实时获取次级电路的输出状态；次级控制器根据判断出的时序阶段和该输出状态对同步开关管进行控制。

示范性地，次级控制器可通过从变压器的次级绕组的输出端采集变压器的电压信号，进而根据电压信号的变化状态进行时序判断，从而可得知电路当前处于哪个时序阶段以便对同步开关管Q7进行相应控制。

其中，次级反馈端与次级电路的信号输出端连接，主要用于检测该次级电路输出端的电压或电流并反馈至次级控制器，以供次级控制器根据该反馈值判断当前的带载状态。例如，次级控制器可通过该次级反馈端反馈的值判断出输出是否欠压或欠流，过压或过流，或处于变电压状态，又或者处于轻载、空载或满载状态等。

示范性地，次级电路的输出状态包括次级电路的输出电压或电流的大小等。在一种实施方式中，对于根据该输出信号及电路当前所处的时序阶段来控制同步开关管Q7的导通或关断，可包括以下几种情况：

情况一，若当前为T0阶段，次级控制器维持同步开关管Q7的关闭状态，以防止与主开关管Q1共通炸机。

情况二，若当前为T1阶段，次级控制器将维持同步开关管Q7的导通状态，以保证同步开关管Q7的最小导通时间。随着同步开关管Q7的导通，电路将进入T2阶段。

情况三，若当前为T2阶段，次级控制器将在超过预设的最小退磁延迟时间后根据次级电路的输出电压或电流的大小控制同步开关管的导通或关闭状态。例如，当检测到次级电路的输出电压信号小于预设电压阈值（如同步开关管Q7的CCM模式电压阈值等）时，如图7所示，将控制同步开关管进行提前关断等。

通常地，当T2阶段结束后，电路将进入T3阶段，当然有时也可以根据实际负载需求而在该T0至T2阶段维持多个周期。可以理解，当同步开关管Q7进行预关断后，相应地，初级控制器可检测到次级电路中该预关断操作引起的电压变化信号并进行响应。其中，该最小退磁延迟时间主要是变压器所需的最小退磁时间t₀，通常地，t₀≥0.1us。由于该次级反馈端设置有对应的阈值电压（也称为反馈电压基准），通过与该阈值电压的大小比较可判断次级电路的电压输出状态。

情况四，若当前为T3阶段，次级控制器将按照预设条件对同步开关管Q7进行关断，可以是正常关断或提前关断。

示范性地，该预设条件可以是当同步开关管Q7的漏极-源极之间的电压差值与预设压降阈值之差在预设范围内。通常地，该预设压降阈值可为同步开关管Q7的漏极-源极之间的电压差Vds。通常地，若次级控制器检测到负载出现严重欠压等情况，此时可进行提前关断，如图8所示。若不需要提前关断，则对同步开关管Q7进行正常关断。

情况五，若当前为T4阶段或T5阶段，如图9或图10所示，则次级控制器将对同步开关管Q7进行导通预定时间后再关断。

可以理解，通过对同步开关管Q7的导通极短时间后再关断的这一操作，将形成一包络电压，让次级电路的输出电容对变压器的次级绕组进行充电，进而反馈到初级控制器。其中，该预定时间可根据实际需求来设定，在此并不作限定。例如，该预定时间可取值为小于等于几微秒或几十微秒等。

情况六，若当前为T6阶段，如图11所示，次级控制器将维持对同步开关管Q7的关闭状态。此时的同步开关管Q7不动作，以方便判断次级电路是否出现短路，防止与主开关管Q1同时导通而出现共通炸机现象。

可以理解，上述的几种情况主要是根据不同的时序判断来对同步开关管Q7进行相应控制。由于同步开关管Q7进行关断或开启后，开关管的内阻Rds将相应增加或减少，这将导致副边绕组上的电压上升或降低。此时，通过绕组电磁感应原理可将次级电路中的电压变化信号反馈至初级电路的初级反馈端。进而，由初级控制器将按照上述的T0-T6阶段的控制方式对主开关管Q1进行控制。图12示出了两个开关管的整体控制情况。

考虑到基于时序判断来控制主开关管Q1的导通，不仅可以提高转换效率，还可以提高电路的动态响应等，为进一步降低主开关管Q1在导通时的功耗，在一种实施方式中，该双边反馈控制方法还包括：

在T4阶段或T5阶段，初级控制器在控制主开关管Q1导通时，在同步开关管关闭后产生的最新谐振波形的第一个谷底时刻或后续的谷底时刻控制主开关管导通。

示范性地，在T4阶段或T5阶段期间，若同步开关管Q7完成极短时间的导通后再立即关闭操作，此时电路将产生一个新的谐振波形。于是，初级控制器可在该新的谐振波形的第一个谷底时刻来控制打开主开关管Q1，如图9所示，从而降低主开关管Q1导通时的损耗。当然，若是没有捕捉到第一个谷底，也可以在后续的第二个或第三个等其他谷底进行导通，亦可达到降低损耗的目的。

可以理解，T4阶段或T5阶段内的同步开关管Q7的极短时间的导通是次级控制器基于时序判断而加入的自导通控制，而由此引起的谐振波形的谷底也可称为新型谷底。本实施例中，在T4阶段或T5阶段期间，控制主开关管Q1在新型谷底对应的时刻导通（称为新型谷底导通技术），这样可大大降低功耗和改善EMI问题等。

可选地，考虑到若是次级电路反馈的欠压或欠流信号丢失或传输失败时，初级控制器将无法接收到该反馈信号，进而也无法进行响应。为避免出现这类无响应情况，该双边反馈控制方法还包括：

若次级电路在T2~T5阶段期间内向初级电路反馈有次级电路出现欠压或欠流等信号，而超过预设反馈时间仍未检测到主开关管Q1的开启，则次级控制器将在T4或T5阶段控制同步开关管Q7自导通一次以及时进行重新反馈。可以理解，通过上述的重新反馈的方式，可以防止当次级电路反馈的欠压欠流等信号未被初级电路接收到时，初级电路的主开关管Q1不能及时响应的现象。

本实施例的双边反馈架构结合双边反馈的方式，通过结合时序判断以及利用绕组互感原理来进行变压器两侧的初级电路及次级电路的信息反馈及信息同步，从而实现整个双边反馈装置的控制。该方法不仅可以解决原边反馈架构存在的动态响应差、无法变电压反馈的问题，以及副边反馈架构存在的无法进行恒流恒功率模式的切换问题、在PD快充中空载功耗高、体积大、成本高等问题之外，通过对各开关管的控制加入时序判断，并在需要导通的时候按照所需的峰值电流进行导通，可以使架构的效率达到最佳。另外，在T4阶段或T5阶段控制主开关管导通时在新型谷底进行导通，这样可以降低主开关管在开启时的功耗，减少次级输出纹波等。

实施例2

请参照图13和图14，本实施例还提出一种双边反馈的逻辑控制方法，应用于上述的双边反馈架构，与实施例1的不同之处在于，本实施例的双边反馈控制方法主要基于次级电路的电压变化信号对初级电路环路中的初级基准电压（FB1/FB2的基准电压）进行调整，从而用于实现对主开关管进行控制。该方法能够实现变电压输出，尤其在快充等技术中实现快速响应。

示范性地，上电后，初级控制器控制该双边反馈架构进入原边反馈控制模式，以建立电路所需的初始工作电压，并在初始工作电压建立后，次级控制器通过次级反馈端实时获取次级电路的输出状态并反馈到初级反馈端中，进而初级控制器根据反馈的次级电路的电压变化信号和检测到反馈信号时的当前时序阶段建立并实时更新次级电路所需的初级基准电压，然后基于实时更新的初级基准电压和电路所处的时序阶段对主开关管进行控制。本实施例的时序划分可参见上述实施例1，即包括T0~T6阶段。

其中，建立初始工作电压后，可通过以下方法建立上述的初级基准电压：

方法一、在非连续模式下，在T3阶段通过提前关闭同步反馈次级欠压欠流信号，直到T3阶段不再提前关闭，而是正常关闭同步；或者T2阶段无欠压欠流信号，在T4-T5阶段有欠压欠流信号，则此周期的初级检测到的基准电压为次级需要的基准电压。

方法二、在T4、T5阶段反馈后的下一周期作为次级需要的基准电压。

方法三，收到次级的欠压或欠流信号后，控制主开关管导通以进入连续模式，直到收到次级的过压或过流信号再退出该连续模式，此时将其上一周期的基准电压作为次级所需要的基准电压；或者在进入连续模式过程中穿插几个非连续模式，若非连续模式在T3阶段没有欠压或欠流信号，或者退出连续模式后收到欠压或欠流信号后重新导通主开关管以传递能量，在退磁过程中T2、T3阶段次级的同步开关管都不会提前关闭，则此本周期退磁的基准电压为次级所需的基准低电压。

其中，在建立次级所需要的初级基准电压之后，由初级控制器来主导控制整个电路的环路运行。示范性地，初级控制器根据检测到反馈信号时的当前时序阶段和反馈的次级电路的电压变化信号对当前的初级基准电压进行更新。例如，若输出需要变电压。此时分为两种情况，一种为欠压欠流，比如快充里需要升压；另一种为过压过流，比如快充里的降压。

针对欠压欠流情况，可以参考上述的建立满足次级输出需求的初级基准电压（FB1或FB2基准电压）的三种方法对该初级基准电压进行升压。

针对过压或过流情况，可以在T2阶段在初级反馈在退磁后第一次取样（通常在1-3US时候）电压后，提前关闭同步，绕组电压升高，初级反馈收到升压信号退出连续模式，同时在T4或则T5阶段还可以导通同步对次级电容能量进行泄放到变压器，直到达到次级电压基准的下限，再关闭同步开关管Q7，这样既可以快速无损耗放电（正常快充，比如20V降到5V需要在规定时间比如50MS左右进行有损耗才能放电），降低输出电压达到满足次级快充需求，又可以在下次退磁中确定新的反馈次级所需要电压基准。

示范性地，初级控制器对初级电路环路中的反馈基准电压的调整，包括：

若当前为T0阶段，主开关管Q1导通，同步开关管Q7关闭，变压器存储能量。当通过主开关管Q1达到预设峰值电流后，关闭主开关管Q1，系统将自动进入T1阶段。

若当前为T1阶段，初级控制器将维持主开关管Q1为关闭状态，此时，次级同步为导通状态以传递能量，系统将自动进入T2阶段。

若当前为T2阶段，初级反馈端（FB1或FB2）将捕捉当前周期的基准电压以用于判断次级带载情况。当为非连续模式，则自动进入T3阶段；若为连续模式，当初级基准电压低于V3值，则返回T0阶段。若收到退出连续模式的信号则自动进入T3阶段。其中，该退出条件可以是：比如初级基准电压大于等于V5值或者设计为固定几个连续模式周期后，穿插一个非连续模式周期，用来给同步进入后面阶段反馈次级电压电流信号。可以理解，图14所示的各个电压是针对不同的情况下设定的基准电压，其中，上述的V0-V2为固定电压，V3-V7电压是由于基准电压的调整变化，而针对更新的基准电压的比较电压。

若当前为T3阶段，当次级反馈端FB3的电压大于≥V4,则同步控制器将正常关闭同步开关管Q7，自动进入T4阶段。当基准电压低于V4，则同步开关管Q7将进行提前关闭以进行反馈，按照上述实施例1中的新型谷底导通技术导通并重新进入T0阶段。

若当前为T4阶段，若初级主控在T2、T3阶段检测到次级属于轻载或空载以及次级没有反馈欠压欠流信号。则自动进入T5阶段。若初级主控在T2、T3阶段检测到次级属于带载阶段；或在退磁完成开始预设置时间后，若FB3电压高于等于V7则为降压信号，则对Q7导通进行泄放能量直到FB3电压低于V5电压再关闭Q7则，关闭Q7后产生谐振，Q1在谐振谷底导通，进入T0阶段。

若当前为T5阶段，若次级反馈端FB3的电压在V4-V6之间或小于等于V2值，则对同步开关管Q7不做动作，自动进入T6阶段。当FB3的电压达到V3值，同步开关管Q7将短暂导通一次以进行反馈次级的欠压、欠流情况；若FB3的电压高于等于V7值，即表明此时为降压信号，则对同步开关管Q7导通以用于泄放能量且直到FB3的电压低于V5时再关闭同步开关管Q7。关闭同步开关管Q7后，变压器将产生谐振，于是主控制器在检测到后将控制主开关管Q1在谐振谷底导通，重新进入T0阶段。

若当前为T6阶段，此时变压器的能量释放完毕，若超过设置的最长Toff时（比如10Ms以上）未检测到反馈电压，则判断为空载或者需要降压电压，或者可能为次级短路异常而无法反馈，此时无论FB3的电压大小，将控制同步开关管Q7保持关闭状态，以防止与主开关管Q1形成共通而炸机。而初级控制器则控制主开关管Q1进行一次导通以进入T0阶段且在达到最小预设峰值电流时关闭。

实施例3

请参照图1，本实施例提出一种双边反馈装置，示范性地，如图2所示，该双边反馈装置可采用如上述实施例1或2的方法进行电路逻辑控制。可选地，如图3所示，该双边反馈装置还包括与次级输出连接的快充电路，此时，该次级电路需要满足变电压输出功能。其中，该快充电路将支持快充协议，若需要采用快充模式时，该次级电路的次级控制器能够进行电压变化以满足快充所需的电压或电流；若采用非快充模式，则该次级电路同样能够降压至普通的充电模式等。在一种实施方式中，该快充电路可与初级控制器及同步开关管Q7等器件进行集成在同一芯片中，如图4所示。当然，也可以采用分离连接的形式，如图3所示，在此并不作限定。

本申请实施例还提出一种可读存储介质，其存储有计算机程序，计算机程序被执行时，实施上述实施例1或2中的双边反馈控制方法。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法，也可以通过其它的方式实现。另外，在本申请各个实施例中的各功能模块或单元可以集成在一起形成一个独立的部分，也可以是各个模块单独存在，也可以两个或更多个模块集成形成一个独立的部分。

以上，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种双边反馈控制方法，其特征在于，应用于双边反馈架构，所述双边反馈架构包括变压器、分别位于所述变压器两侧的初级电路和次级电路，所述初级电路包括初级控制器、与所述变压器的初级绕组连接的主开关管和位于初级电路中的初级反馈端，所述次级电路包括次级控制器、与所述变压器的次级绕组连接的同步开关管和位于次级电路中的次级反馈端，其中，所述同步开关管在关断或开启时引起的所述次级电路的电压变化信号通过绕组电磁感应反馈至所述初级电路的所述初级反馈端；所述方法包括：

上电后，所述初级控制器控制双边反馈架构进入原边反馈控制模式，以建立次级电路所需的初始工作电压；

所述次级控制器根据所述变压器绕组上的电压变化判断双边反馈架构所处的时序阶段，并通过所述次级反馈端实时获取所述次级电路的输出状态，根据判断出的所述时序阶段和所述输出状态对所述同步开关管进行控制；

所述初级控制器根据所述变压器绕组上的电压变化判断双边反馈架构所处的时序阶段；其中，所述变压器在不同的时序阶段具有对应的电压变化波形；

当通过所述初级反馈端检测到所述次级电路的反馈信号时，所述初级控制器根据检测到所述反馈信号时的当前时序阶段和反馈的所述次级电路的电压变化信号对所述主开关管进行控制；

其中，所述电路的时序阶段包括T0~T6阶段，T0为主开关管导通的阶段，T1阶段为所述变压器进入漏感谐振到漏感谐振停止的阶段，T2阶段为漏感谐振状态停止到退磁高电平保持状态的阶段，T3阶段为退磁高电平保持状态即将结束到待进入谐振状态的阶段，T4阶段为进入谐振状态到谐振状态停止的阶段，T5阶段为绕组剩余能量谐振释放完后在低电平保持状态的阶段，T6阶段为超过预设时间阈值后仍为低电平保持状态的阶段。

2.根据权利要求1所述的双边反馈控制方法，其特征在于，所述次级电路的输出状态包括所述次级电路的输出电压或电流的大小，所述次级控制器根据判断出的所述时序阶段和所述输出状态对所述同步开关管进行控制包括：

若当前为T0阶段或T6阶段，所述次级控制器维持所述同步开关管的关闭状态；

若当前为T1阶段，所述次级控制器维持所述同步开关管的导通状态；

若当前为T2阶段，所述次级控制器在超过预设的最小退磁延迟时间后根据所述次级电路的输出电压或电流的大小控制所述同步开关管的导通或关闭状态；

若当前为T3阶段，所述次级控制器按照预设条件控制所述同步开关管进行关断；

若当前为T4阶段或T5阶段，所述次级控制器控制所述同步开关管导通预定时间后再关断。

3.根据权利要求1所述的双边反馈控制方法，其特征在于，所述次级电路的电压变化信号包括所述次级电路的输出电压变化和自所述变压器的指定状态到接收到所述反馈信号的时长，所述初级控制器根据检测到所述反馈信号时的当前时序阶段和反馈的所述次级电路的电压变化信号对所述主开关管进行控制包括：

若当前为T0阶段，所述初级控制器维持所述主开关管的导通状态以等待进入T1阶段；

若当前为T1阶段，所述初级控制器维持所述主开关管的关闭状态以等待进入T2阶段；

若当前为T2阶段，所述初级控制器若判断出所述次级电路达到预设欠压或欠流条件且系统带有连续模式，则控制所述主开关管导通以重新进入T0阶段并在达到第一预设峰值电流时关闭；若判断出所述次级电路达到预设过压或过流条件或者系统为非连续模式，则维持所述主开关管的关闭状态以等待进入T3阶段；

若当前为T3阶段，所述初级控制器若根据所述次级电路的输出电压变化判断出所述同步开关管进行提前关断操作，则控制所述主开关管导通以重新进入T0阶段并在达到所述第一预设峰值电流时关闭，否则维持所述主开关管的关闭状态以等待进入T4阶段；

若当前为T4阶段，所述初级控制器若根据从所述变压器的指定状态到接收所述反馈信号的时长判断出所述同步开关管完成一次导通及关断操作，则控制所述主开关管导通以重新进入T0阶段并在达到所述第一预设峰值电流或第二预设峰值电流时关闭；若没有检测到欠压或欠流的反馈信号，则维持所述主开关管的关闭状态以等待进入T5阶段；

若当前为T5阶段，所述初级控制器若判断出所述同步开关管完成一次导通及关断操作，则控制所述主开关管导通以重新进入T0阶段并在达到所述第一预设峰值电流、所述第二预设峰值电流或第三预设峰值电流时关闭；若没有检测到欠压或欠流的反馈信号，则维持所述主开关管的关闭状态以等待进入T6阶段；

若当前为T6阶段，所述初级控制器控制所述主开关管导通一次并在达到所述第一预设峰值电流、所述第二预设峰值电流、所述第三预设峰值电流或第四预设峰值电流时关闭。

4.根据权利要求1所述的双边反馈控制方法，其特征在于，所述初级控制器根据检测到所述反馈信号时的当前时序阶段和反馈的所述次级电路的电压变化信号对所述主开关管进行控制，还包括：

所述初级控制器根据反馈的所述次级电路的电压变化信号和检测到反馈信号时的当前时序阶段建立并实时更新次级电路所需的初级基准电压，然后基于所述实时更新的初级基准电压和电路所处的时序阶段对所述主开关管进行控制。

5.根据权利要求2至4中任一项所述的双边反馈控制方法，其特征在于，还包括：

T2阶段中，所述初级控制器能够控制所述主开关管工作在连续模式、临界模式和断续模式中的任意一种或不同模式之间进行切换；

当所述主开关管为连续模式时，所述初级控制器若判断出所述同步开关管完成预关断或提前关断操作，则控制所述主开关管退出连续模式；或者，所述初级控制器控制所述主开关管在经过预设个数的连续模式周期后退出连续模式；或者，所述初级控制器判断出所述反馈信号的电压值达到所述初级反馈端的预设基准值后退出连续模式。

6.根据权利要求3所述的双边反馈控制方法，其特征在于，还包括：

T4阶段或T5阶段中，所述初级控制器在判断所述同步开关管完成一次导通及关断操作之前，先判断所述次级电路的电压是否大于预设值；

若大于所述预设值，则控制所述主开关管导通且在达到所述第一预设峰值电流时关闭；若小于等于所述预设值，则在判断出所述同步开关管完成一次导通及关断操作时，则控制所述主开关管导通且在达到所述第一预设峰值电流时关闭。

7.根据权利要求3或4所述的双边反馈控制方法，其特征在于，还包括：

T4阶段或T5阶段中，所述初级控制器控制所述主开关管导通时，在所述同步开关管关闭后产生的最新谐振波形的第一个谷底时刻或后续的谷底时刻控制所述主开关管导通。

8.根据权利要求1所述的双边反馈控制方法，其特征在于，所述初级反馈端包括用于检测所述次级电路反馈的电压变化信号的第一反馈端和第二反馈端，其中，所述第二反馈端的优先级高于所述第一反馈端的优先级；所述方法还包括：

当所述初级控制器判断出所述第二反馈端检测到的电压达到预设模式切换电压阈值时，所述初级控制器控制所述主开关管由当前的恒流模式切换至恒功率模式；和/或，

当所述初级控制器判断出所述第一反馈端检测到的电压下降至预设最低电压阈值时，则由双边反馈控制模式切换为原边反馈控制模式。

9.一种双边反馈装置，其特征在于，包括：变压器、分别位于所述变压器两侧的初级电路和次级电路，所述初级电路包括初级控制器、与所述变压器的初级绕组连接的主开关管和位于初级电路中的初级反馈端，所述次级电路包括次级控制器、与所述变压器的次级绕组连接的同步开关管和位于次级电路中的次级反馈端，其中，所述同步开关管在关断或开启时引起的所述次级电路的电压变化信号通过绕组电磁感应反馈至所述初级电路的所述初级反馈端，所述双边反馈装置采用如权利要求1至8中任一项所述的方法进行电路逻辑控制。

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