CN112088495B - 改进的超宽带通信系统 - Google Patents

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Abstract

在超宽带(“UWB”)通信系统中，公开了通过各自具有不同脉冲重复频率(“PRF”)的多个部分来传送分组的方法。还公开了不连续传送分组的方法。

Description

改进的超宽带通信系统
相关申请的交叉引用
本申请涉及下列临时申请序号：
1.临时申请序号62/639022，于2018年3月6日提交(“第一临时专利”)；
2.临时申请序号62/667909，于2018年5月7日提交(“第二临时专利”)；以及
3.临时申请序号62/695140，于2018年7月8日提交(“第三临时专利”)。
本申请要求第一、第二和第三临时专利的优先权，并且由此根据37CFR§1.78(a)(4)要求其提交日期的权益。
通过引用将第一、第二和第三临时专利的主题各自完整地明确结合到本文中。
技术领域
本发明一般涉及无线通信系统，以及特别涉及具有改进性能的无线通信系统。
背景技术
一般来说，在以下描述中将以斜体表示应当是超宽带(“UWB”)通信系统领域的技术人员所熟悉的每个特殊技术术语的第一次出现。另外，当首次介绍认为是新的术语或者将在认为是新的上下文中使用的术语时，将以粗体表示该术语并且提供预计适用于那个术语的定义。另外，在本说明书中，当提到使信号、信号标志、状态位或类似设备分别成为其逻辑真或逻辑假状态时，有时将通篇使用术语“断言”和“取消”，并且该术语转换成指示信号从一种逻辑状态到另一逻辑状态的逻辑反转。备选地可将互斥布尔状态称作logic_0和logic_1(逻辑0和逻辑1)。当然，如众所周知，能够通过反转全部这类信号的逻辑意义以使得本文中描述为逻辑真的信号成为逻辑假或者反之，来得到一致系统操作。此外，在这类系统中，选择哪些具体电压电平来表示逻辑状态的每个是不相关的。
作为举例，在超宽带(“UWB”)通信系统中，由UWB发射器执行一系列特殊处理步骤，以准备有效载荷数据供经由基于分组的UWB信道的传送。在接收时，由UWB接收器执行对应一系列接收步骤，以恢复数据有效载荷。在IEEE标准802.15.4(“802.15.4”)和802.15.4a(“802.15.4a”)(“标准”)中全面描述两种系列的处理步骤的细节，其副本同此提供，并且通过引用将其完整地明确结合到本文中。如所知，这些标准描述系统的发射(“Tx”)和接收(“Rx”)两种部分的所要求功能，但是仅规定系统的发射部分的实现细节，从而留给实现人员关于如何实现接收部分的选择。
我们一人或多人开发了供UWB通信系统中使用的某些改进，在以下待决申请或已发表专利中全面描述这些改进，将其全部完整地明确结合到本文中：
“A Method and Apparatus for Transmitting and ReceivingConvolutionally Coded Data”，US 7636397，于2009年12月22日发表；
“A Method and Apparatus for Generating Codewords”，US,787544，于2010年7月31日发表；
“A Method and Apparatus for Transmitting and ReceivingConvolutionally Coded Data”，US 8358709，于2013年1月22日发表；以及
“Receiver for Use in an Ultra-Wideband Communication System”，US8437432，于2013年5月7日发表；
“Convolution Code for Use in a Communication System”，于2014年3月18日发表；
“Adaptive Ternary A/D Converter for Use in an Ultra-WidebandCommunication System”，US 8436758，于2013年5月7日发表；
“Receiver for Use in an Ultra-Wideband Communication System”，US8760334，于2014年6月24日发表；
“Receiver for Use in an Ultra-Wideband Communication System”，US9054790，于2015年6月9日发表；
“Adaptive Ternary A/D Converter for Use in an Ultra-WidebandCommunication System”，US 9325,338，于2016年4月26日发表；以及
“Secure Channel Sounding”，PCT申请EP2017/052564，于2017年2月6日提交。
按照标准，UWB通信系统可适合实现已知27Mbps调制方案的实施例。按照这个方案，当前定义的最高数据速率在64MHz的脉冲重复频率(“PRF”)为6.8Mbps。我们认为允许PRF在分组内改变是既可能又是合乎需要的。
即使典型UWB通信系统适合工作在高速率脉冲(“HRP”)，分组传输也是连续的：前导码、SFD、数据、也许加上密码—在连续传输中全部级联在一起。一般来说，这使得更易于获取和保持载波同步。但是，尽管在接收器的一些实现中造成实现难题，但是我们认为具有不连续分组将提供优点。
我们认为，所需的是供无线通信系统的接收器中用来以可变PRF传送分组的改进方法和设备。此外，我们认为，不连续地传送这类可变PRF分组。特别是，我们认为，这种方法和设备应当提供与最佳现有技术相当的性能，但是允许分组不连续地被传送。
发明内容
按照本发明的优选实施例，提供种供无线通信系统中用于传送包括第一部分和第二部分的分组的方法。特别是，该方法包括将系统的发射器设施配置成执行下列步骤：以所选第一脉冲重复频率(“PRF”)来传送分组的第一部分；以及以与第一PRF不同的所选第二PRF来传送分组的第二部分。此外，该方法包括将系统配置成执行不连续传送分组的步骤。
在一个另一实施例中，无线通信系统配置成执行传送不连续分组的方法。
本发明的方法可通过适当非暂时计算机可读介质上的计算机可读代码来体现，使得当处理器执行计算机可读代码时，该处理器执行相应方法。
本发明的方法可通过适当计算机可读介质上的非暂时计算机可读代码来体现，使得当处理器执行计算机可读代码时，该处理器执行相应方法。
附图说明
通过结合附图对某些优选实施例的详细描述，可更全面了解本发明，附图包括：
图1以框图形式示出适合于供UWB通信系统中使用的接收器的一个实施例，该接收器包括传输和接收设施；
图2以框图形式示出适合实施本发明的接收器设施的一个实施例；
图3以线性时间形式示出具有突发前导码的连续分组传输序列；
图4以线性时间形式示出具有集中前导码的连续分组传输序列；
图5以线性时间形式示出第一可能的不连续分组传输序列；
图6以线性时间形式示出第二可能的不连续分组传输序列；
图7以线性时间形式示出第三可能的不连续分组传输序列；
图8以线性时间形式示出第四可能的不连续分组传输序列；
图9以线性时间形式示出第五可能的不连续分组传输序列；
图10以线性时间形式示出第六可能的不连续分组传输序列；
图11以线性时间形式示出第七可能的不连续分组传输序列；
图12以线性时间形式示出第八可能的不连续分组传输序列；
图13以线性时间形式示出第九可能的不连续分组传输序列；
图14以框图形式示出适合实施本发明的卷积编码器的一个实施例；以及
图15以图形图形式示出按照本发明所开发的码片序列的一个示例。
附图中，相似元件将在可能的情况下相似地被编号。但是，这个实践只是为了便于参考并且避免编号的不必要激增，而不是意在暗示或建议本发明在若干实施例中要求任一个功能或结构中的等同。
具体实施方式
图1中作为举例所示的是适合于供UWB通信系统中使用的接收器10的一个实施例，接收器10包括发射设施12和接收设施14。图2中作为举例所示的是适合实施本发明的接收设施14的一个实施例。与接收器10以及发射和接收设施12-14的操作的构造和方法相关的完整细节可见于上述专利集合的一个或多个。
在第三临时专利中公开了改变标准UWB分组的不同分量的PRF的若干方法。在幻灯片(slide)11上介绍关于标准支持64MHz的标称PRF下的27Mbps数据速率的可能性，其中在第一变体V1中，每个突发由具有2ns间距的2个脉冲组成。但是在幻灯片12中我们注意到，这个V1因高频谱峰值平均比(“SPAR”)而不太合乎需要。因此在幻灯片13中提出第二变体V2，其中每突发的脉冲从2增加到8。部分基于已经执行的模拟注意到，V2预示若干重要优点：
比V1要好6dB的性能；
对标准6.8Mbps模式的V1的相同范围(假定峰值天线电压被限制到～0.7v；以及
帧的Tx和Rx数据部分的功率消耗为标准6.8Mbps模式的1/4。
在第一临时专利中已经公开形成本发明的基础的模拟的范围和结果。现在参照第一临时专利来概括那些模拟研究。
按照我们的压缩调制方案(“CMS”)，每输入位的所传送码片的数量并且因此每传送符号的所传送码片的数量在标准所规定的当前最高数据速率(即，在64MHz PRF下的6.8Mbps)中等于logic_1s。但是在我们的CMS中，数据速率是最高标准数据速率的四(4)倍。此外，按照我们的CMS，现有级联纠错码(即，里德-所罗门(“RS”))和卷积均被保留并且未修改。换言之，纠错编码和解码方案均未修改。所修改的是卷积编码位在Tx中被扩展到所传送突发上并且因此在Rx中被解扩的方式。
图14中示出了按照标准所构成的卷积编码器16。对于第k输入位(b(k))，编码器16输出二个位：系统位(g0 (k))；以及奇偶位(g1 (k))。在IEEE 802.15.4a BPPM-BPSK混合调制方案中，突发位置通过g0 (k)来判定，并且它与g1 (k)的双极版本相乘。通过标准加扰m序列移位寄存器生成器来生成跳跃位置和加扰序列。
按照我们的CMS，g1 (k)仍然与突发相乘。此外，加扰序列按照相同方式来生成。但是，不存在跳跃和位置调制，而是始终使用第0位置。这时，g0 (k)判定将使用两个可能相互正交的载波序列的哪一个：
等式1：
Figure BDA0002763713230000061
s(k)然后与g1 (k)的双极版本相乘，以获得v(k)：
等式2：
Figure BDA0002763713230000062
v(k)然后通过加扰序列来加扰并且传送。
这能够通过下列类比更清楚地了解。在BPPM-BPSK混合中，位g0 (k)将未加扰‘全一’突发放在各自在时间上相互正交的两个可能位置。在我们的CMS中，g0 (k)改变突发本身以使用各自在代码空间上相互正交的两个可能的未加扰序列之一。要注意，在加扰之后保留序列正交性。此外，任何两个二进制(±1)正交序列能够用来代替等式1中的上述两个序列，并且它们提供相应星座点之间的相同欧几里德距离；我们为了简洁起见而选择了这些示例。要注意，所使用序列的长度也能够改变，例如用于改变数据速率，只要保留正交性。
我们的CMS开发各自包含16个码片的32ns时长的符号间隔。符号间隔的前半部(即，包含8个码片)由v(k)的加扰版本所占用，而符号间隔的后半部(也包含8个码片)表示保护间隔。图15示出在我们的Matlab测试台中生成的码片序列的一个示例。在这个实施例中，物理报头(“PHR”)和物理层(“PHY”)服务数据单元(“PSDU”)均使用相同压缩调制格式。
在以码片速率进行信道匹配滤波(“CMF”)、旋转、再取样和解扰之后，接收器14将具有v(k)的估计，表示为
Figure BDA0002763713230000071
为了计算维特比(Viterbi)解码的度量(表示为/>
Figure BDA0002763713230000072
和/>
Figure BDA0002763713230000073
接收器14应当将/>
Figure BDA0002763713230000074
分别投影到序列s0和s1：
等式3a：
Figure BDA0002763713230000075
等式3b：
Figure BDA0002763713230000076
应当注意，维特比度量
Figure BDA0002763713230000077
和/>
Figure BDA0002763713230000078
分别与BPPM-BPSK混合调制的位置零(0)和一(1)处的度量类似。因此，它们作为维特比解码器、载波环相量等的输入用来代替这些度量。在我们的Matlab代码中，这按如下所述进行：
burst＝this.resampleOutput(burstOffset+(1:this.nSamplesPerBurst))；
dscrmbld＝burst(1:this.burstDeciRate:end).*(1-2*this.spreadingSeq)；
sL＝sum(dscrmbld(1:this.chipsPerBurst/2))；
sU＝sum(dscrmbld(this.chipsPerBurst/2+1:this.chipsPerBurst))；
this.despreadOntime0＝sL+sU；
this.despreadOntime1＝-sL+sU；
上述Matlab代码段显示一个或多个重要特征：
Figure BDA0002763713230000079
和/>
Figure BDA00027637132300000710
均能够从解扰码片的相同两个总和来计算，其中第一个是下四个码片的总和，而第二个是上四个码片的总和。这表明，不需要通过硬件来实现两个解扰器，因为现有一个的小修改可能会是充分的。
对于压缩数据模式，保留了已经用于全部所实现数据速率的1024ns的载波环取样周期。由于符号周期这时等于32ns，所以这种模式将载波环的1024/32＝32个平滑阶梯用于符号样本的旋转。
作为完整性，在第二临时专利中提供了对本文所公开的我们的CMS所执行的研究的模拟参数和性能结果。如能够看到，27Mbps压缩数据模式的灵敏度受到27Mbps PHR差错相当大的影响。但是，已知PHR通过SECDED代码进行薄弱的差错保护。这个弱PHR保护没有过多地影响6.8Mbps模式灵敏度，因为PHR以850kbps的数据速率的1/8倍来传送，因此每个符号具有6.8Mbps PSDU符号的8倍(9dB)的能量。另一方面，压缩模式PHR符号具有与其PSDU符号相同的能量。将采用SECDED编码PHR与BCH(15,7)编码PHR的压缩数据速率性能进行比较，能够清楚地看到使用BCH(15,7)代码的影响—它对于0ppm和20ppm的CFO将性能改进大致0.3dB。还应当考虑其他更强二进制块码，例如BCH(31,11)代码。
我们还研究使用汉明自由距离为21的1/8卷积码(参见J.Proakis的“DigitalCommunications”，ser.Electrical engineering series.McGraw-Hill，2001，第495页)。我们发现，这个代码可经由图14所示的当前编码器来生成。代替等式1，这个代码使用根据编码位g0 (k)来使用下列扩展序列：
等式4：
Figure BDA0002763713230000081
同时对位g1 (k)的相关性与等式2中相同。要注意，序列s0和s1不是正交的。相比使用两个正交序列的任何代码的80，这个代码的平方欧几里德自由距离等于84。因此，在理论上，在AWGN信道上使用这个代码的编码增益改进是：
等式5：10log10(84/80)＝0.21dB
由于该代码能够经由现有卷积编码器来产生，所以它也能够由现有维特比解码器最佳地解码。被改变的唯一方面是计算维特比度量的方式。如同等式3中一样，解扰码片与两个序列相互关连：s0和s1，以产生等效维特比度量。以下Matlab代码段示出这个方面：
if this.proakisCode
this.despreadOntime0＝dscrmbld*[-1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1]'；
this.despreadOntime1＝dscrmbld*[1 1 -1 -1 -1 1 1 1]'；
else
在我们的当前Matlab测试台中，存在单个共享xml控件，该控件在将上述正交代码与将这个代码用于压缩数据模式之间进行切换；下面以其缺省值示出：
<proakisCode>false</proakisCode>
如第二临时专利的图10所示，AWGN信道上的这个代码的10-2PER性能比正交代码的性能要好大致0.25dB。这与我们的理论预测一致。但是，如第二临时专利的图11所示，IEEECM1信道上的10-2PER性能比正交代码的性能要差大约0.5dB。
第二临时专利的第4.2小节所提出的结果基于当时在我们的主干(trunk)测试台中实现的IEEE CM1模型。但是，这个模型不是完全如信道模型文档所规定来实现。即，路径的相位设置为全零(0)而不是随机。此外，没有实现通过信道模型文档中的κ参数所表示的信道的频率选择性。由于这个原因，实现了包括这两种效果的新信道模型实现。在第二临时专利中提出这类IEEE CM上的两个代码的性能比较。
总之，我们的模拟研究表明，实现我们的27Mbps CMS相对标准6.8Mbps方案引起较小性能损失。此外，灵敏度损失被观测到主要归因于27Mbps PHR接收差错。这可至少部分通过将更强块码用于PHR纠错—在这方面推荐考虑BCH(15,7)代码—来减轻。但是预计改进是比较细微的。
但是，当整体考虑模拟研究时，必须从两个可能代码—“正交代码”和“普罗基斯代码”(Proakis code)—的相对性能来推断不存在明显赢家。一方面，“普罗基斯代码”增加了AWGN上的灵敏度，如通过该理论所预测。另一方面，“正交代码”在我们看来对所考虑的全部IEEE多径信道模型更好地工作。因此推断，在这两个代码之间进行选择时，实现复杂度应当是决定因素。
自完成模拟研究以来，已经推断正交代码具有能够用于许多实施例中的优于Proakis代码的附加优点。作为举例，在第三临时专利的幻灯片16和17中注意到，使用正交代码，平均PRF能够改变成使得优化分组的不同部分的相对参数。在标准中，允许平均PRF仅少许(例如在几个百分点之内)改变。这个灵活性使得更易于设计例如自动增益控制(“AGC”)算法。通过跨整个帧的相似PRF，增益参数不会显著变化，因为相同能级按单位时间到达接收器。引入可变PRF的一个结果在于，AGC接收器增益算法必须设计成适应接收功率的突然变化，而没有使所接收脉冲失真。当PRF的变化发生时，即使所传送脉冲幅度没有变化，平均接收功率也将发生变化，但是接收器应当将增益保持为相同，以保持脉冲幅度。如果接收器知道PRF的变化将发生的时间，则能够向AGC算法指示，在接收信号中的某个点，它不应当显著改变增益。在一些实施例中，在接收器条带中存在多个增益级。在这类实施例中，不显著改变增益的等效方式是沿相反方向将条带增益之一调整成另一个条带增益。
在一些实施例中，发射器改变分组的不同段的脉冲幅度是有利的。这可与PRF变化关联，但是这样做的另一个原因是使不同段更加或不太健壮。在这种情况下，接收器通常知道信号的每个部分中的脉冲之间的幅度差，并且它能够将增益改变使幅度在接收器中保持为恒定的量。
换言之：如果知道PRF将要发生变化的时间，则能够在其发生之前固定增益(或者总体条带增益)。或者，如果知道脉冲幅度将要发生变化，则不是使AGC自动进行，而是能够将增益明确改变已知量。
我们只考虑这些示例：
1.帧通常由同步前导码、SFD、(可选)密码序列和(可选)数据有效载荷来组成。在一个实施例中，可使用基本上不同的PRF来传送这些部分的每个。例如，同步前导码可由PRF为100MHz的长度127的“4a”标准Ipatov(伊帕托夫)代码(“PRF64”)或长度31的Ipatov三进制代码(参见第二临时专利第6页的表2以及第7页的表3)或者具有不同平均PRF的另外某个同步序列来组成。
2.密码序列(若存在的话)也可具有可变平均PRF，如第二临时专利的第16.2.8.3所述，其中考虑使用62.4或者121MHz的平均PRF的两个变体。
3.数据有效载荷也可具有可变平均PRF。按照标准，常规“4a”数据调制模式使用平均PRF64。但是我们注意到，有可能通过将平均有效载荷PRF增加到PRF256(参见第二临时专利的第16.3.4小节)，或者通过使用具有PRF100、167或125的其他可能变体(参见第三临时专利中的幻灯片11)，来增强数据有效载荷性能。
除了具有在帧的部分之间有所不同的PRF之外，具有帧的不同部分中的不同符号长度也是有益的。例如，在这里，Ipatov-31前导码由较短的248ns符号来组成。在其之间没有任何间隙而连续传送的压缩密码符号(具有平均PRF121)的情况下，有可能将这个密码序列看作是或者处理为由能够具有任何长度的符号所组成。例如，由64个1024ns符号所组成的密码可被看作是128个512ns符号或者256个256ns符号。类似地，连续传送的数据有效载荷可被处理为由具有许多可能长度的符号所组成。一般来说，使用不同符号长度的有益效果可包括例如载波恢复和定时跟踪，其中一般更短符号可使得更易于获取和跟踪同步，特别是在具有高载波频率偏移的情况下。
符号的更短长度在一些处理算法中可以是有益的。例如，通过更长符号，在高CFO，存在符号之间发生的很明显相位旋转。因此，典型载波恢复算法可能无法同步。能够证明，引入更短符号、由此减少每符号的相位旋转减少这个问题。更短符号还可引起通常基于每符号进行工作的其他算法的更快性能。例如，不是32*1016ns，它们而是可采用更短Ipatov-31在32*248ns中完成处理。这产生更短的帧以及所传送能量和用于接收器处理的能量的节省。
但是我们认为，跨整个帧使用更高PRF会是未达最佳的。例如，在初始同步前导码的传输期间，不需要明显增加能量密度(与更高PRF相关)，因为前导码检测和同步期间的正常系统灵敏度是充分的，并且一般比数据有效载荷解调要高。换言之，在分组“瓶颈”期间增加PRF对我们更有意义。例如，一个这种“瓶颈”是数据解调。因此，在数据传输期间使用更高PRF允许通过增加数据能够成功被解调的范围来均衡分组的所有部分的性能。
我们进一步认为，使用更高PRF在最高比特率模式期间是特别有用的，其中一般来说，每个位的传输花费更少时间。例如，我们的27Mbit/s方案在6.8Mbit/s方案的1/4倍的时间中传送每个位。如果使用恒定PRF，则我们的27Mbit/s方案能够比6.8Mbit/s方案每位要少4倍的能量进行传送，这引起显著范围减小。在这种情况下增加PRF帮助恢复损失性能。
如上所述，在分组的数据有效载荷部分中使用更高PRF存在显著有益效果。其中之一是因更短空中时间引起的发射器/接收器电池节省。但是在一些应用(例如文件传递或视频流播)中，要求更高的比特率和高许多的数据有效载荷。在这类应用中，帧再次变为很长，并且特别是采用增加的PRF，会要求Tx按照监管限制来降低每1ms每脉冲的功率。因此，超长数据帧(或者长密码)具有要短许多的范围。
为了使分组保持为更短(为了电池节省)但是仍然具有令人满意的范围，建议不连续地传送分组。我们认为，不连续的传送分组具有显著有益效果，因为：
1.它将帮助避免标准中提出的每1ms传输时间的固定Tx功率最大数的发射功率极限。但是，如果分组可分为部分并且通过数毫秒来传送，则可使用多个Tx功率极限。
2.不连续或突发传输允许关闭接收器，以节省连续传输突发之间的功率。对我们更有意义的是，使用通过静寂间隙所分隔的短突发来发送分组分量，而不是随时间延展(即，通过使用更低PRF来减慢或扩展)分组的传输。原因在于，接收器能够在间隙期间关机，因此节省功率，这在电池供电接收器中是特别重要的。因此，在图3所示的示例中，发射器能够对比如100μs连续操作，然后对900μs保持为静寂，然后对100μs恢复连续操作，然后对900μs返回到静寂，等等。在一些实施例中，能够集中突发，如图4所示。
3.甚至在最大Tx功率不是问题的情况下，不连续分组仍然能够极为有用，例如在通过电容器所支持的小电池所供电的产品中(通常需要电容器，因为小电池本身不能为UWB电路充分供应高峰值电流)。这类应用包括例如小汽车遥控钥匙或者其他小佩戴物品。在这类实施例中，由于空间限制，电容器本身的大小受到限制。由于小电池和小电容器的组合只能够对极有限时间量供应高电流(以便为UWB电路供电)，所以我们的突发分组结构将允许在下一个突发之前对电容器再充电的某个时间。
图3和图4所示的分组结构均使用短Ipatov前导码符号，以便以更长信道脉冲响应的环绕为代价来促进相干前导码检测。第二共同特性在于，在具有高能量脉冲的“活动”周期中集中分组的能量，而“静寂”周期预计用于Tx和Rx对尽可能多的块(特别是模拟块)关断，并且因此节省功率。因此，虽然图3所示的分组结构允许任意长度的分组，但是图4所示的分组结构预计仅用于短分组，因为将分组长度增加到高于所规定最大数会产生具有高于标准中设置的-41.3dBm/MHz的等级的平均功率谱。另一方面，图3中的同步明显更为复杂，因为它不仅由关于前导码是否存在的简单判定来组成，而且还查找可能突发位置，并且因此要求更长的前导码检测时间。此外，图3中的Tx以及特别是Rx占空比相当低效，因为Tx和Rx的部分需要比图4中明显更频繁地接通和关断。另外，图3中，在每一个前导码突发之前和之后要求更多“接通”时间。考虑与图3相比的图4的全部上述优点，减轻其一个缺点(即，分组大小限制)在我们看来是相当有益的。现在考虑这样做的可能方式。
主要思路在于，集中分组被分成具有小于或等于常规集中分组的最大长度的长度的组块。这个最大长度产生满足1ms内的41.3dBm/MHz极限的平均功率谱等级。组块的开始之间的距离应当略高于1ms。这样，功率谱密度(“PSD”)的1ms窗口绝不会超过所规定极限以上。
现在考虑分组的可能结构，即，如何将分组分成能够以可变PRF来传送的组块。显然，Ipatov前导码、帧起始定界符(“SFD”)和物理报头(“PHR”)应当在同一组块中共同传送。PHR应当包含定义分组结构(即，它被分解为不同组块)的字段，这将取决于不同字段的所需长度。取决于有效载荷长度，它还可能与Ipatov前导码、SFD和PHR处于同一组块中。与常规集中分组不同的唯一部分是密码，所述密码这时处于独立组块中，如图5所示。两个组块的开始分离略大于1ms。但是，这个结构将密码的长度限制到一个组块。
如果需要更长密码，则一种可能方式是具有多个密码字段。然后如图6所示，每个密码字段单独被累加和处理。要注意，仅要求现有累加器，因为接收器设施14在下一个密码开始之前具有足够时间来完成。
例如对于流播应用、具有长有效载荷的分组使有效载荷分为组块，如图7所示。在一个实施例中，在每个组块之前，可添加同步导频以用于定时和相位恢复。
与在单个累加器中累加整个密码时的情况相比，对于各自仅包含总接收密码能量的一小部分的不同累加器运行信道脉冲响应分析被预计引起性能的降级。由于这个原因，应当考虑如图8所示在每个密码前面使用可选同步导频。然后可在单个累加器中将这类密码字段累加起来。
在一些实施例中，分组中的上述概念的混合是可能的。例如，有效载荷可位于密码之后，如图9所示。
应用本发明的这些原理允许有效接收器占空比，而无需降低平均发射功率。主要未决问题是导频字段的长度和结构。还涉及如何进行导频定时和相位同步。一般来说，接收器14应当能够在接收导频字段之前在数ns之内从载波频率偏移(“CFO”)估计来估计正确定时。取得同步的一种方式是将信道匹配滤波(“CMF”)的输出与导频序列相互关连，并且然后使用载波/定时环周期地更新相关性。
虽然已经确定各种突发模式是可能的，但是各自具有其独特优点和缺点。首先注意到，Tx突发无需具有完全相同的长度或内容。例如，图3和图4中，第1突发能够包括同步前导码和数据有效载荷，而后续突发能够包含密码序列的部分。或者如在图5中，它们能够包含更长数据有效载荷的部分。
定时模式也能够是灵活的。例如，可实现慢切换，其中每个Tx突发持续100mus，之后接着900μs的静寂，或者可存在更短间隙，例如50μs Tx/450μs间隙。图4示出特定“密集”通/断方案，其中Tx对1μs为接通，之后接着7μs静寂。优选地，Tx模式应当很灵活(任何Tx时间/任何静寂间隙)，并且占空比也应当是可变的。一般来说，更长间隙使切换更容易，并且允许更多时间对例如支持小电池的电容器再充电。但是，更长间隙可引起一些再同步问题，并且可要求每个突发之前的附加短导频(如图7、图8和图9所示)。图10所示的是没有额外SYNC情况下的多个数据有效载荷的示例传输；而在图11所示的示例中，数据有效载荷的每个组块由相应SYNC前导。在图12所示的示例中，数据有效载荷的第一组块的传输之后接着ACK返回消息，并且然后进行到数据有效载荷的下一个组块；而在图13所示的示例中，ACK跟随数据有效载荷的多个组块的传输。当然，可构成其他分组结构，全部通过本发明成为可能。
虽然在特定实施例的上下文中描述了本发明，但是本领域的技术人员将易于知道，在这类实施例中可进行许多修改，以适合具体实现。作为举例，将花费极少工作量来适配本发明以供与不同通信方案配合使用。此外，以上所述的若干元件可使用各种已知半导体制造方法的任一种来实现，并且一般适配成使得在硬件或软件控制或者它们的某个组合下是可操作的，如本领域已知。备选地，如本文在专用接收器设备的上下文中公开的本发明的若干方法可通过适当非暂时计算机可读介质上的计算机可读代码来体现，使得当通用或专用计算机处理器执行计算机可读代码时，该处理器执行相应方法。
因此显而易见，已经提供若干改进方法和设备，以供无线通信系统的收发器中用来以可变PRF传送分组。进一步提供不连续传送分组的改进方法和设备。虽然至此仅在基于分组的UWB通信系统的上下文中公开了本发明，但是要理解，本发明广泛地可适用于执行信道探测的其他类型的无线通信系统，无论是基于分组的还是其它类型。我们还认为，本发明提供与最佳现有技术一般相称的性能，但是比这类现有技术的已知实现更为有效。

Claims (8)

1.一种供超宽带通信系统中用于传送包括第一部分和第二部分的分组的方法，其特征在于，所述方法包括将所述系统的发射器设施配置成执行下列步骤：
以第一脉冲重复频率(“PRF”)来传送所述分组的具有第一长度的所述第一部分；以及
传送所述分组的具有第二长度的所述第二部分，
其中，所述第二长度与所述第一长度不同，所述第二部分与第一部分在时间上被静寂间隙所隔开，并且
其中，所述分组的所述第二部分包括数据有效载荷，所述数据有效载荷以高于所述第一PRF的数据有效载荷PRF进行传送。
2.如权利要求1所述的方法，
其中所述分组的所述第一部分包括下列所选的至少一个：
前导码；或者
物理报头(“PHR”)。
3.如权利要求1所述的方法，其中所述分组的至少所述第一部分的组成被预先定义。
4.如权利要求3所述的方法，
其中所述分组的所述第一部分包括多个前导码符号中的所选一个的同步序列。
5.如权利要求3所述的方法，
其中所述分组的所述第一部分包括多个具有第一符号长度的前导码符号中的所选一个的同步序列；
其中所述分组的所述第二部分包括密码序列，所述密码序列包括具有第二符号长度的符号；以及
其中，所述前导码符号的第一符号长度短于所述第二符号长度。
6.如权利要求1所述的方法，其中所述分组的所述第二部分还包括下列所选的至少一个：
PHR；或者
密码序列。
7.一种无线通信系统，配置成执行如以上权利要求中的任一项所述的方法。
8.一种包含可执行指令的非暂时计算机可读介质，所述指令在处理系统中执行时使所述处理系统执行如权利要求1至6中的任一项所述的方法的步骤。
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SE01 Entry into force of request for substantive examination
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CB02 Change of applicant information
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Address after: Adelaide chamber of Commerce, Peter street, 8 District, Dublin, Ireland

Applicant after: De Kawi Co.,Ltd.

Address before: Adelaide chamber of Commerce, Peter street, 8 District, Dublin, Ireland

Applicant before: DECAWAVE Ltd.

GR01 Patent grant
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