CN112054560A - 一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及光伏逆变器技术领域，尤其是指一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法，重复控制算法包括以下步骤：步骤A，设定内模；步骤B，将内模离散化；步骤C，内模每经过N个采样点对系统误差进行叠加输出；步骤D，通过内模原理可以得到重复控制算法中的误差满足下式：E＝R(1‑Z^‑N)+E(1‑K)Z^‑N；步骤E，得出系统稳定收敛的条件；步骤F，对内模进行优化。本发明的额的电路设计和控制成本低，控制简单易调节维护，且能在电网背景谐波大于9％的弱电网环境下输出满足并网谐波标准的电流，电路系统的鲁棒性强。

Description

一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法

技术领域

本发明涉及光伏逆变器技术领域，尤其是指一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法。

背景技术

随着全球经济不断发展以及人类社会需求不断扩大，能源的消耗量日益增加，传统能源如煤炭、石油、天然气等由于其本身的不可再生性，消耗后储量越来越少，最终将走向枯竭。全球能源始终往低碳化、智能化方向发展，对能源要求高效、清洁、多元化以减少对传统能源的依赖，对可再生能源发展主要集中在太阳能、风能及生物质能等方面。近年来，由于科技的革新与进步，使得太阳能光伏发电成本不断降低，太阳能光伏产业开始蓬勃发展。

微型逆变器与光伏组件一般都是一对一的关系，微型逆变器将对应的光伏组件产生的直流电作为输入，通过升压拓扑以及逆变拓扑后直接变为与电网电压同频同相的交流电输送到电网上。该类逆变器的功率等级一般小于等于1kw，其启动电压低，一般20V就可以开始工作，因此该类逆变器工作时间长，发电量高。微型逆变器的使用寿命在25年，传统逆变器一般为10年，同时其体积小、重量轻，一般直接安装在光伏支架上。方便对最大功率点进行跟踪，提高系统的光电转换效率。由于其只对应一块光伏板，因此避免了集中式出现的直流高压，安全可靠性更高。相比之下，微型逆变器具有更大的发展优势，成为当前研究热点。

目前常用于微型逆变器并网控制的技术有：双内环控制、改进电流内环算法、前馈控制等。但是这些控制方法存在以下不足：

1、电流反馈环的控制不仅需要作针对性的优化，且无法完全消除弱电网的干扰影响，且需要考虑反馈控制器的稳定性问题，设计较为复杂，调试不方便。

2、各种电流算法各有所长，但是单一控制算法无法处理复杂的谐波问题，往往需要串并联使用或者加以针对性改进。

发明内容

本发明针对现有技术的问题提供一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：

本发明提高的一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法，准比例谐振的传递函数为

其中：k_p为比例系数；k_i为积分系数；ω_c为截止频率；ω_o为谐振频率，ω_o＝2πf，由于f＝50Hz，故ω_o值为100π；重复控制算法包括以下步骤：

步骤A，设定内模

其中L为系统输入信号的周期，延迟环节e^-Ls为连续信号；

步骤B，将内模离散化，其传递函数为

其中：N为输入信号周期内的采样个数，f_s为系统ADC模块的采样频率，f为输入信号基频，即工频，求出N＝1140；

步骤C，内模每经过N个采样点对系统误差进行叠加输出；

步骤D，通过内模原理可以得到重复控制算法中的误差满足下式：E＝R(1-Z^-N)+E(1-K)Z^-N；

步骤E，得出系统稳定收敛的条件是：||1-K(s)||_∞<1；

步骤F，对内模进行优化。

其中，对内模处理后的信号进行相位补偿以及幅值补偿，其传递函数为：

K(s)＝k_rz^k·G_g(s)·S(s)；

其中：k_r代表重复控制算法的增益，取k_r＝1；z^k代表一个超前环节，取k＝5；G_g(s)·S(s)代表一个滤波器，G_g(s)取其值为1，S(s)为二阶低通滤波器，m、n、p、q为常数。

其中，所述步骤F对内模进行优化时，采用QZ^-N替换Z^-N，其中Q为值小于1的实数。

其中，所述步骤F对内模进行优化时，采用QZ^-N替换Z^-N，其中Q为满足式||Q(s)-K(s)||_∞<1的低通滤波器。

其中，在重复控制算法中，P(s)为被控对象的传递函数，系统误差信号传递函数以及系统传递函数：

将上式用离散化形式并转化成频域形式：

C(e^jωT)＝Q(e^jωT)-K(e^jωT)P(e^jωT)；

当Q(e^jωT)等于1时，此时系统误差为0；

选取Q(s)为低通滤波器，表达式为Q(s)＝ω_c/(s+ω_c)，其中ω_c取值跟S(s)一样为2000Hz，根据系统相关参数，并忽略系统的高次项最终求得：

本发明的有益效果：

本发明专利从准比例谐振和重复控制进行微型逆变器优化控制方法设计，光伏微型并网逆变器在工作时，由于反激输出通过全桥直接与电网连接到一起，经过全桥死区后，当全桥开始工作时，反激输出直接与电网相连，其电压受到电网电压的钳位，本发明对并网控制采用电流控制方案，电路设计和控制成本低，控制简单易调节维护，且能在电网背景谐波大于9％的弱电网环境下输出满足并网谐波标准的电流，电路系统的鲁棒性强。

附图说明

图1是本发明的PR与准PR伯德图。

图2是本发明的重复控制和准比例谐振控制框图。

图3是本发明的重复控制正弦周期内模的结构图。

图4是本发明的重复控制离散内模的结构图。

图5是本发明的重复控制算法框图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。可以理解的是，附图仅仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制。附图中显示的连接关系仅仅是为了便于清晰描述，并不限定连接方式。

需要说明的是，当一个组件被认为是“连接”另一个组件时，它可以是直接连接到另一个组件，或者可能同时存在居中组件。除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。

还需要说明的是，本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

本实施所述的一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法，其中的准比例谐振算法：准比例谐振算法即准PR控制器，是在比例谐振算法的基础上衍生出来的。

针对比例谐振算法带宽太小的缺点，通过扩大其带宽，使其在设定的谐振点临近的一段频域里对噪声信号保持高衰减的特性。提高系统的动态性能，减小输出电流中的谐波分量以及稳态误差。

从图1中的PR与准PR伯德图中可以看出，准比例谐振在谐振频率点的一段邻域内，其幅值增益仍然保留较高水平，对系统中相应频率的谐波进行较快速度的衰减。相比PR算法其频带宽，对系统的频率没PR敏感，当谐振频率存在波动时滤波性能比PR算法好。

准比例谐振的传递函数表达式1所示。

其中：k_p为比例系数；

k_i为积分系数；

ω_c为截止频率；

ω_o为谐振频率，ω_o＝2πf，由于f＝50Hz，故ω_o值为100π。

从传递函数可以看出，准PR算法含有三个未知参数，分别是k_p、k_i、ω_c，因此算法的实现需要对k_p、k_i、ω_c三个控制参数进行设计。

进入重复控制算法：

重复控制算法由两部分组成：

第一部分就是内模，即图2虚线圈起来的部分M(s)，内模是系统的一种数学模型。

假设内模是理想的，对系统给定零输入的情况下，系统仍然可以输出与上一个周期无失真无衰减的跟随信号，但由于理想内模系统的极点位于虚轴上，不处于系统的左半平面上，通过对系统稳定性分析可知系统处于临界稳定状态。

当系统受到别的干扰量输入时，系统可能脱离稳定状态变得极不稳定。当系统输入给定的是周期性信号时，重复控制输出可实现静态无误差。当系统输入信号中含有多个不同频率时，为实现系统静态无误差输出需要对应每个频率分别进行内模设计，大大增加了系统的设计复杂程度。对于光伏并网微逆变器来说，其输出并网电流中包含多个以工频为基频的谐波，且为周期性信号。一般采用以下内模：

式(2)代表一个具有周期延迟环节的正反馈系统，对于输入信号为周期性信号且其频率为基波频率整数倍的谐波分量，该内模将对其进行逐周期叠加直至系统的静态误差为0。其中L为系统输入信号的周期。该内模控制框图如图3所示：

由于延迟环节e^-Ls为连续信号，而在模拟信号系统中控制信号一般都是离散信号，将上述内模进行离散化，其控制框图如图4所示，传递函数为：

其中：N为输入信号周期内的采样个数，f_s为系统ADC模块的采样频率，f为输入信号基频，即工频，求出N＝1140。内模每经过N个采样点对系统误差进行叠加输出。

通过内模原理可以得到重复控制算法中的误差满足下式：

E＝R(1-Z^-N)+E(1-K)Z^-N (5)

由式(5)中可以得出，系统稳定收敛的条件是：

||1-K(s)||_∞<1 (6)

分析后可知上式(6)只能在低频段成立，不能保证在全频段恒成立，当输入信号为高频信号，此时系统输出的增益将会是无穷大。为了增大系统的稳定性，需要对上述内模结构进行优化，将采用QZ^-N替换Z^-N，其中Q的选择有两种：第一种是值小于1的实数；第二种是能够满足式(7)的低通滤波器。

||Q(s)-K(s)||_∞<1 (7)

第二部分是算法的补偿器，即图2中的K(s)。

补偿器主要是对算法中对于内模处理后的信号进行相位补偿以及幅值补偿，加快输出信号在高频段的衰减速度，使系统具有更好的控制性能。

其决定了重复控制器的性能。一般选取能满足系统在“中低频相互抵消，高频持续衰减”原则的参数。其传递函数为：

K(s)＝k_rz^k·G_g(s)·S(s) (8)

其中：k_r代表重复控制算法的增益，其值越大，系统收敛越快，但系统的幅值裕度越小，取值过大会引起系统振荡，本发明控制器取k_r＝1；z^k代表一个超前环节，其主要作用是消除由于被控对象以及后面滤波环节所引起的相位滞后,本发明控制器取k＝5；G_g(s)·S(s)代表一个滤波器，G_g(s)的作用是在低频段进行校正幅值增益，取其值为1，S(s)的本质是一个二阶低通滤波器，如式(9)，包含的m、n、p、q为常数，主要作用是加快系统在高频段的衰减速度，从而改善系统的稳定性以及提高系统的抗干扰能力。本发明控制器选取阻尼比为0.707，ω_c＝2000Hz的二阶环节，有：

如图5所示为重复控制算法的框图，其中P(s)为被控对象的传递函数。可以得到系统误差信号传递函数以及系统传递函数为：

将上式用离散化形式并转化成频域形式便于分析，有：

C(e^jωT)＝Q(e^jωT)-K(e^jωT)P(e^jωT) (14)

由式(13)可以看出，当Q(e^jωT)等于1时，此时系统误差为0。在中低频段，由于加入的误差系数小于1，所以系统在中低频段的误差会逐周期进行递减。

选取Q(s)为低通滤波器，表达式为Q(s)＝ω_c/(s+ω_c)，其中ω_c取值跟S(s)一样为2000Hz，根据系统相关参数，并忽略系统的高次项最终求得：

以上所述，仅是本发明较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明以较佳实施例公开如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当利用上述揭示的技术内容作出些许变更或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明技术是指对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均属于本发明技术方案的范围内。

Claims (5)

1.一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法，准比例谐振的传递函数为

其中：k_p为比例系数；k_i为积分系数；ω_c为截止频率；ω_o为谐振频率，ω_o＝2πf，由于f＝50Hz，故ω_o值为100π；其特征在于，重复控制算法包括以下步骤：

步骤A，设定内模

其中L为系统输入信号的周期，延迟环节e^-Ls为连续信号；

步骤B，将内模离散化，其传递函数为

其中：N为输入信号周期内的采样个数，f_s为系统ADC模块的采样频率，f为输入信号基频，即工频，求出N＝1140；

步骤C，内模每经过N个采样点对系统误差进行叠加输出；

步骤D，通过内模原理可以得到重复控制算法中的误差满足下式：

E＝R(1-Z^-N)+E(1-K)Z^-N；

步骤E，得出系统稳定收敛的条件是：||1-K(s)||_∞<1；

步骤F，对内模进行优化。

2.根据权利要求1所述的一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法，其特征在于，对内模处理后的信号进行相位补偿以及幅值补偿，其传递函数为：

K(s)＝k_rz^k·G_g(s)·S(s)；

其中：k_r代表重复控制算法的增益，取k_r＝1；z^k代表一个超前环节，取k＝5；G_g(s)·S(s)代表一个滤波器，G_g(s)取其值为1，S(s)为二阶低通滤波器，m、n、p、q为常数。

3.根据权利要求1所述的一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法，其特征在于：所述步骤F对内模进行优化时，采用QZ^-N替换Z^-N，其中Q为值小于1的实数。

4.根据权利要求1所述的一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法，其特征在于：所述步骤F对内模进行优化时，采用QZ^-N替换Z^-N，其中Q为满足式||Q(s)-K(s)||_∞<1的低通滤波器。

5.根据权利要求1所述的一种基于准比例谐振和重复控制光伏并网方法，其特征在于：在重复控制算法中，P(s)为被控对象的传递函数，系统误差信号传递函数以及系统传递函数：

将上式用离散化形式并转化成频域形式：

C(e^jωT)＝Q(e^jωT)-K(e^jωT)P(e^jωT)；

当Q(e^jωT)等于1时，此时系统误差为0；

选取Q(s)为低通滤波器，表达式为Q(s)＝ω_c/(s+ω_c)，其中ω_c取值跟S(s)一样为2000Hz，根据系统相关参数，并忽略系统的高次项最终求得：

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