CN112019044B - 一种高效率升压电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及直流升压转换技术领域，为了解决现有技术中升压效率低的技术问题，本发明提供了一种高效率升压电路，包括主功率单元和第一控制单元，主功率单元和第一控制单元连接，主功率单元设置有至少两个用于检测电流变化的传感模块，高效率升压电路还包括组合逻辑电路，用于判断所述传感模块电流状态和所述主功率单元输出电压状态；第二控制单元，用于接收所述第一控制单元调制信号并对其进行参数调整，用于接收所述组合逻辑电路输出状态，用于驱动所述主功率单元；所述组合逻辑电路分别与所述传感模块、所述第二控制单元连接，所述第二控制单元分别与所述第一控制单元和所述主功率单元连接。实施本发明，可以降低导通损耗，提升升压效率。

Description

一种高效率升压电路
技术领域
本发明涉及直流升压转换技术领域，具体而言，涉及一种高效率升压电路。
背景技术
随着新能源的不断推广，如今低压大电流已成为DC/DC变换器的一种趋势，各种电池供电方案出现，经常遇到电池电压低，需求电压高的情况，从低压升到高压的开关电路往往效率不高，尤其是那些输入电压较低的电路。
因此在这种情况下，迫切这样需要一种高效率升压电路，用于提高升压效率。
发明内容
为了解决现有技术中直流升压的技术问题，本发明的目的在于提供一种高效率升压电路，当电感电流大于一定值时进入连续状态的时候，关闭开关管，从而降低开关管导通压降，实现降低导通损耗，同时也保证了输出母线的能量不倒灌到输入端，避免了电路故障的发生，提升了升压效率。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一种高效率升压电路，包括主功率单元和第一控制单元，所述主功率单元和所述第一控制单元连接，所述主功率单元设置有至少两个用于检测电流变化的传感模块，所述高效率升压电路还包括组合逻辑电路，用于判断所述传感模块电流状态和所述主功率单元输出电压状态；第二控制单元，用于接收所述第一控制单元调制信号并对其进行参数调整，用于接收所述组合逻辑电路输出状态，用于驱动所述主功率单元；所述组合逻辑电路分别与所述传感模块、所述第二控制单元连接，所述第二控制单元分别与所述第一控制单元和所述主功率单元连接。
所述组合逻辑电路包括至少四个电压比较器和至少两个与门，传感模块输出端、主功率单元电压输出端分别与所述电压比较器连接，所述电压比较器和所述与门连接，所述电压比较器与所述第二控制单元连接。
所述电压比较器包括第一电压比较器、第二电压比较器、第三电压比较器、第四电压比较器和第五电压比较器；所述与门包括第一与门、第二与门和第三与门；所述第一电压比较器、所述第二电压比较器分别与所述第一与门的两个输入端连接，所述第三电压比较器与所述第二与门的一个输入端连接，所述第一与门的输出端与所述第二与门的另一个输入端连接，所述第二与门的输出端与所述第三与门的一个输入端连接，所述主功率单元电压输出端与所述第四电压比较器输入端连接，所述第四电压比较器输出端与所述第三与门的另一个输入端连接，所述第三与门输出端与所述第五电压比较器的输入端连接，所述第五电压比较器的输出端与所述第二控制单元连接。
作为其中一个实施方式，所述传感模块输出端与所述电压比较器之间还设有电压跟随器，所述电压跟随器用于缓冲、隔离和阻抗匹配，所述电压跟随器分别与所述传感模块输出端、所述电压比较器连接。
作为其中一个实施方式，所述第五电压比较器的输出端与所述第二控制单元之间还设置有用于抑制干扰、消除噪声的光电隔离模块。
作为其中一个实施方式，所述第二控制单元与所述主功率单元之间还设置有用于提高驱动能力的驱动模块。
作为其中一个实施方式，所述第一控制单元的第一控制模块和所述第二控制单元的第二控制模块之间的调制信号传输线路中还设置有用于抑制干扰、消除噪声的光电耦合模块。
作为其中一个实施方式，在所述光电耦合模块与所述第二控制模块之间还设有运放模块。
作为其中一个实施方式，在第二控制模块的所述调制信号传输电路还设有滤波电路。
作为其中一个实施方式，所述传感模块类型为电流霍尔传感器。
本发明实施例提供了一种高效率升压电路，在负载小的时候，电感电流不连续，没有同步驱动使能信号，当负载加大，电感电流大于一定值进入连续状态的时候，通过组合逻辑电路给出同步驱动使能，控制模块发出同步驱动信号，开关管导通，从而降低开关管导通压降，实现降低导通损耗，同时也保证了输出母线的能量不倒灌到输入端，避免了电路故障的发生，提升了升压效率。
附图说明
图1为本发明实施例提供的主功率单元基本原理示意图；
图2为本发明实施例提供的主功率单元电路图；
图3为本发明实施例提供的控制系统框图；
图4为本发明实施例提供的第一控制单元电路图；
图5为本发明实施例提供的组合逻辑电路原理图；
图6为本发明实施例提供的第二控制单元电路图；
图7为本发明实施例提供的脉冲传输线路的光电隔离原理图；
图8为本发明实施例提供的使能控制线路的光电隔离原理图；
图9为本发明实施例提供的组合逻辑电路的真值表1；
图10为本发明实施例提供的组合逻辑电路的真值表2。
图中：第一控制模块U1；第二控制模块U16；第一传感模块L1B；第一传感模块L2B；第三传感模块L3B；第一电压比较器U5A；第二电压比较器U6B；第三电压比较器U7B；第四电压比较器U4A；第五电压比较器U5B；第一与门U8；第二与门U9；第三与门U10；第一驱动模块U17；第二驱动模块U18；第三驱动模块U19。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都应当属于本发明保护的范围。
需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及它们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
传统的采用肖特基二极管的整流方式已经不能满足高效率的要求，用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管的同步整流技术不仅可以大大降低整流器的损耗，提高DC/DC变换器的效率，而且还不存在二极管的死区电压问题。
本申请设计了这样一种电路，电池电压范围是直流15~38V，通过直流电源转换后输出直流60V，输出功率6KW，同时达到了较高的转换效率。
参阅图1，为本发明实施例提供的主功率单元基本原理示意图，DC_P_IN为直流输入正极，DC_N_IN为直流输入负极，DC_P_OUT为直流输出正极，DC_N_OUT为直流输出负极，分别在Q8和Q9的栅极G同步输入交错的控制信号，即同一时间，K1端为高电平，K2端为低电平，可以使Q8与Q9交错导通。本电路为BOOST升压电路，BOOST升压电路意为开关直流升压电路，它通过开关管导通和关断来控制电感储存和释放能量，从而使输出电压比输入电压高。
参阅图2，为本发明实施例提供的主功率单元电路图，DC1+和DC1-为电源输入端，DC2+和DC2-为升压后的电源输出端，DC1-和DC2-共地，共同接入DC-。
进一步的，为了提升功率和效率，采用了三路交错同步驱动升压电路，由6组MOSFET管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6组成。
G1用于控制Q1的通断，G2用于控制Q2的通断，G3用于控制Q3的通断，G4用于控制Q4的通断，G5用于控制Q5的通断，G6用于控制Q6的通断。
变换器并联运行可以在不增加功率器件性能的前提下提高其输出功率，具有开关电流小，输出电流纹波低，开关损耗小，输出电流纹波小等优点。
这三路变换器的开关管驱动信号在时间上要分别相差三分之一开关周期，总的输出电流为三路输出电流之和，其平均值为单元输出电流平均值的三倍，脉动频率也为三倍，而由于三路电流的脉动幅值相互抵消，使总的输出电流脉动幅值变得很小，进而减小输出电流纹波，提高了电流精度。三路交错并联的DC/DC变换器输出的等效开关频率将是单路DC/DC变换器开关频率的三倍。
可以看出，由此带来的有益效果是，输出电压和电流的纹波更小，电能质量更高。在三路交错并联电路中，总的输入电流被均分到三路电路中，流过每个电感的电流变为总电流的三分之一，当处于功率等级相同的情况下，三路交错并联电路总的电感储能变为单路的三分之一，当功率等级不变时，每路变换器可以选择容量较小的半导体器件，由此降低了成本。
由于BOOST电路在负载小的时候，电感电流不连续，如果在电感电流下降到0的时候没有关闭Q1、Q3和Q5驱动信号，G1、G3和G5继续有高电平，这时会有输出母线的电能倒灌到输入端，导致电路故障。
对于DC/DC驱动电路的设计而言，驱动能力和功耗指标是至关重要的。驱动能力主要体现在从发出控制信号到功率MOSFET管完成开转换所需要的延迟时间，驱动能力越强，延迟时间越小。目前开关电源的高频化趋势，使得对驱动能力指标的要求变得更加苛刻，如何在保证驱动能力的前提下降低驱动电路的功耗也是DC/DC开关电源驱动电路设计时必须着重考虑的一个方面。
进一步的，本发明提供的一种高效率的升压电路，在每路同步驱动上管升压的时候，不会让输出母线电压倒灌到输入端，本电路减少了延迟时间，降低了功耗，实测该电路工作稳定，输出满载的升压效率94%以上。
结合图2和图3，图3为本发明实施例提供的控制系统框图，
在主功率单元的三路直流升压输入端分别设置有第一传感模块L1B、第二传感模块L2B和第三传感模块L3B，三者的检测输出端CS1+、CS2+和CS3+与第一控制单元连接。第一控制单元包括第一控制模块U1及相关检测控制电路，第一控制单元发出三路交错PWM信号P_A1、P_A2和P_A3给到第二控制单元，第二控制单元包括第二控制模块U16及相关检测控制电路，第二控制单元处理成六路PWM驱动信号G1、G2、G3、G4、G5和G6，驱动主功率单元的Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6，其中Q2、Q4和Q6为下管，Q1、Q3和Q5为上管。
第一控制单元分别连接有主功率单元的电源输入端DC1+和电源输出端DC2+，用于实施检测电源输入端DC1+和电源输出端DC2+的实时电压。
在本发明的一个实施例中，L1B、L2B和L3B使用电流霍尔传感器，
L1B、L2B和L3B在占空比时间内对功率管电流进行采样，结合图5，图5为本发明实施例提供的组合逻辑电路原理图，采样电压CS1+、CS2+和CS3+输入到第一控制单元，另一路输入到运算放大器U4、运算放大器U5、运算放大器U6和运算放大器U7；
其中，此处的运算放大器作为电压跟随器或电压比较器使用，U4包括U4A和U4B，U5包括第U5A和U5B，U6包括U6A和U6B，U7包括U7A和U7B，CS1+与U4B的正向输入端连接，CS2+与U6A的正向输入端连接，CS3+与U7A的正向输入端连接，升压输出端DC2+与U4A的反向输入端连接。
CS1+所连接的U4B、CS2+所连接的U6A和CS3+所连接的U7A作为电压跟随器，当CS1+、CS2+和CS3+输入高时，U4B、U6A和U7A就输出高，输出低时就输出低，U5A、U6B和U7B分别作为第一电压比较器、第二电压比较器和第三电压比较器，当CS1+、CS2+和CS3+输入高时，第一电压比较器U5A、第二电压比较器U6B和第三电压比较器U7B就输出高；
参阅图9和图10，为组合逻辑电路的真值表；
U8作为第一与门，当CS1+和CS2+都为高时，第一与门U8才输出高，当CS1+和CS2+任意一个为低时，第一与门U8输出为低；
U9作为第二与门，当CS1+、CS2+和CS3+均为高时，第二与门U9才输出高，当CS1+、CS2+和CS3+中任意一个为低时，第二与门U9输出为低；
DC2+与15V提供的参考电压接入第四电压比较器U4A，当DC2+为高时，第四电压比较器U4A第1端输出低，当DC2+为低时，第四电压比较器U4A第1端输出高；
第四电压比较器U4A的第1端和第二与门U9的第3端接入第三与门U10，当第四电压比较器U4A的第1端和第二与门U9的第3端同时为高时，第三与门U10第3端才输出为高；当第四电压比较器U4A的第1端和第二与门U9的第3端任意一个为低时，第三与门U10第3端输出为低；
为了滤除干扰，与门的输入和输出端还设有滤波电路，以第三与门为例，电阻R102与C77组成一阶滤波电路，R102的电阻值可选为10K欧，C77的电容值可选为104pF; 电阻R104、电容C80和C79组成二阶滤波电路，R104的电阻值可选为10K欧，电容C80和C79的电容值可选为104pF。
第三与门U10的第3端与VERF2参考电压接入电压比较器第五电压比较器U5B，第五电压比较器U5B的第1端与TBZL_EN线路连接，当第三与门U10的第3端输出为高时，TBZL_EN为低，当第三与门U10的第3端输出为低时，TBZL_EN为高；
综上可知：
当CS1+、CS2+、CS3+均为高，且DC2+为高时，TBZL_EN为高；
当CS1+、CS2+、CS3+任一个为低，不论DC2+为低还是高时，TBZL_EN为高；
当CS1+、CS2+、CS3+均为高，且DC2+为低时，TBZL_EN为低；
TBZL_EN是前级控制同步整流信号使能，当TBZL_EN为低时，可以使能第二控制模块U16对PWM信号进行参数调整，开关管导通，用于控制主功率单元同步升压。
进一步的，为了抑制干扰，消除噪声，参阅图8，TBZL_EN线路和第二控制单元U16之间还设置有光电隔离模块Q12。
第一控制单元还设置有输出电压检测后的输出信号状态电路，该电路主要包括一个电压比较器U2和一个电压跟随器U3，通过LVP1_EN线路连接到第二控制单元的第二控制模块U16，告知输出电压正常是否正常。
参阅图6，第二控制模块U16可选为CPLD器件，CPLD是复杂可编程逻辑器件，主要由逻辑块、可编程互连通道和I/O块三部分构成。采用CPLD器件带来的有益效果为：逻辑和存储器资源丰富，带冗余路由资源的灵活时序模型，改变引脚输出很灵活，可以装在系统上后重新编程，I/O 数目多，易于扩展，具有可保证性能的集成存储器控制逻辑。
在本发明的一个实施例中，第二控制模块U16的型号为5M240Z，在本实施例中，使用5M240Z可将从第一控制单元接收到的三路PWM波处理成相位相差一定单位的六路PWM波，分别用于控制主功率单元的Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6。
进一步的，为了增加驱动能力，第二控制单元U16与主功率单元之间还设置有驱动模块，通过第一驱动模块U17、第二驱动模块U18和第三驱动模块U19连接至G1、G2、G3、G4、G5和G6。
在本发明的一个实施例中，第一驱动模块U17、第二驱动模块U18和第三驱动模块U19的型号可选为UCC27324D，驱动模块第2脚和第4脚接收U16输出的脉冲波，通过第5脚与第7脚输出给主功率单元控制接口；以U17的外围电路为例，R111与R112的电阻值可选为10K欧，C88的电容值可选为104pF，C89的电容值可选为1uF。
第二控制模块 U16还提供给第一控制模块U1升压使能信号，通过COM1_B1_EN线路与第一控制模块U1连接。
进一步的，为了抑制干扰，消除噪声，参阅图8，第一控制模块U1和第二控制模块U16之间还设置有光电隔离模块U10。
参阅图4，采样电压CS1+、CS2+和CS3+输入到第一控制模块U1，U1是一个PWM控制芯片，该芯片在此不再做过多限制，可采用的型号有多种，本图4主要是提供一种示意图，经第一控制模块U1处理后输出P_A1、P_B1和P_C1调制信号至第二控制模块U16，该调制信号为PWM波;
进一步的，为了抑制干扰，消除噪声，参阅图7，，P_A1、P_B1和P_C1和第二控制模块U16之间还设置有光电耦合模块U31、U32和U33。
进一步的，为了放大信号，光电耦合模块U31、U32和U33与第二控制模块U16之间还设置有运放模块U6B1、U6B2和U6B3，分别通过线路A1、B1和C1与第二控制模块U16连接。
进一步的，为了消除干扰，线路A1、B1、C1对GND之间还设置有滤波电路，以其中一个线路A1为例，C97的电容值可选为471pF，R123的电阻值可选为2K欧。
第一控制模块U1还连接有输入电压DC1+和输出电压DC2+，进行输入或输出电压检测，实现保护功能，如输入欠压锁定、输出过压保护、输出欠压调整和反馈控制等。
为了保持主功率单元输出电压的稳定性，使其不随输入电压DC1+和输出负载的变化而变化，第一控制单元设有反馈控制环路，本发明中反馈控制环路为电压模式控制方式，通过检测输出电压DC2+的变化，将输出的反馈信号与基准电压的差值通过EA(误差放大器)放大后产生误差放大电压，误差放大电压与具有固定频率的摆幅的三角波通过PWM比较器比较后产生有适当占空比的脉冲信号，通过第二控制单元控制功率管和同步管的导通与关断。
DC1+通过输入采样电路与U1连接，包括R19、R20、R21、R22、R24、C8和C9，该输入采样电路用于分压和滤波功能；
DC2+通过输出采样电路与U1连接，包括R43、R44、R45、R46和C24，该输出采样电路用于分压和滤波功能；
在本发明的一个实施例中，电源输入端电压为15V，电流420A左右，通过直流升压电路使电源输出端输出60V。
高效率升压实现原理：
当BOOST电路在负载小的时候，电感电流不连续，如果在电感电流下降到0的时候没有关闭Q1、Q3、Q5驱动信号，G1、G3、G5继续有高电平，这时会有60V输出母线的电能倒灌到输入端，导致电路故障，因此本发明设计此检测和控制电路，当负载小的时候，关闭开关管；当负载加大时，电感电流大于一定值进入连续状态的时候，通过图4和图5中的组合逻辑电路给出使能信号到图6的第二控制模块U16，第二控制模块U16才通过G1、G3、G5发出同步驱动信号，开关管导通，从而降低Q1、Q3、Q5导通压降，实现降低导通损耗，同时也保证了输出60V母线的能量不倒灌到输入端，实测该电路工作稳定 ，输出满载的升压效率94%以上。
实施本发明实施例带来的有益效果是：
本发明实施例提供了一种高效率升压电路，在负载小的时候，电感电流不连续，没有同步驱动使能信号，当负载加大，电感电流大于一定值进入连续状态的时候，通过组合逻辑电路给出同步驱动使能，控制模块发出同步驱动信号，开关管导通，从而降低开关管导通压降，实现降低导通损耗，同时也保证了输出母线的能量不倒灌到输入端，避免了电路故障的发生，提升了升压效率。
尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种高效率升压电路，包括主功率单元和第一控制单元，所述主功率单元和所述第一控制单元连接，其特征在于，所述主功率单元设置有至少两个用于检测电流变化的传感模块，所述高效率升压电路还包括：
组合逻辑电路，用于判断所述传感模块电流状态和所述主功率单元输出电压状态；
第二控制单元，用于接收所述第一控制单元调制信号并对其进行参数调整，接收所述组合逻辑电路输出状态，驱动所述主功率单元；
所述组合逻辑电路分别与所述传感模块、所述第二控制单元连接，所述第二控制单元分别与所述第一控制单元和所述主功率单元连接；所述组合逻辑电路包括至少四个电压比较器和至少两个与门，所述传感模块的输出端、所述主功率单元的电压输出端分别与所述电压比较器连接，所述电压比较器和所述与门连接，所述电压比较器与所述第二控制单元连接，所述电压比较器包括第一电压比较器(U5A)、第二电压比较器(U6B)、第三电压比较器(U7B)、第四电压比较器(U4A)和第五电压比较器(U5B)；
所述与门包括第一与门(U8)、第二与门(U9)和第三与门(U10)；
所述传感模块包括第一传感模块、第二传感模块和第三传感模块；
所述第一电压比较器(U5A)的输入端与第一传感模块的输出端连接，所述第二电压比较器(U6B)的输入端与第二传感模块的输出端连接，所述第三电压比较器(U7B)的输入端与第三传感模块的输出端连接，所述第一电压比较器(U5A)、所述第二电压比较器(U6B)的输出端分别与所述第一与门(U8)的两个输入端连接，所述第三电压比较器(U7B)的输出端与所述第二与门(U9)的一个输入端连接，所述第一与门(U8)的输出端与所述第二与门(U9)的另一个输入端连接，所述第二与门(U9)的输出端与所述第三与门(U10)的一个输入端连接，所述主功率单元的电压输出端与所述第四电压比较器(U4A)的输入端连接，所述第四电压比较器(U4A)的输出端与所述第三与门(U10)的另一个输入端连接，所述第三与门(U10)的输出端与所述第五电压比较器(U5B)的输入端连接，所述第五电压比较器(U5B)的输出端与所述第二控制单元连接。
2.根据权利要求1所述的一种高效率升压电路，其特征在于，所述传感模块的输出端与所述电压比较器之间还设有电压跟随器，所述电压跟随器用于缓冲、隔离和阻抗匹配，所述电压跟随器分别与所述传感模块的输出端、所述电压比较器连接。
3.根据权利要求1所述的一种高效率升压电路，其特征在于，所述第五电压比较器(U5B)的输出端与所述第二控制单元之间还设置有用于抑制干扰、消除噪声的光电隔离模块(Q12)。
4.根据权利要求1所述的一种高效率升压电路，其特征在于，所述第二控制单元与所述主功率单元之间还设置有用于提高驱动能力的驱动模块(U17,U18,U19)。
5.根据权利要求1所述的一种高效率升压电路，其特征在于，所述第一控制单元的第一控制模块(U1)和所述第二控制单元的第二控制模块(U16)之间的调制信号传输线路中还设置有用于抑制干扰、消除噪声的光电耦合模块(U31,U32,U33)。
6.根据权利要求5所述的一种高效率升压电路，其特征在于，在所述光电耦合模块(U31,U32,U33)与所述第二控制模块(U16)之间还设有运放模块(U6B1,U6B2,U6B3)。
7.根据权利要求5或6所述的一种高效率升压电路，其特征在于，在第二控制模块(U16)的所述调制信号传输线路还设有滤波电路。
8.根据权利要求7所述的一种高效率升压电路，其特征在于，所述传感模块的类型为电流霍尔传感器。
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