CN111914413B - 一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法 - Google Patents
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- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 title claims abstract description 213
- 230000005284 excitation Effects 0.000 title claims abstract description 109
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 title claims abstract description 32
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 claims abstract description 89
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 claims abstract description 80
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 61
- 239000000696 magnetic material Substances 0.000 claims abstract description 45
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims abstract description 30
- 230000003068 static effect Effects 0.000 claims abstract description 27
- 239000000463 material Substances 0.000 claims abstract description 18
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 claims abstract description 8
- 239000000470 constituent Substances 0.000 claims abstract description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 45
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 16
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 15
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 11
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 7
- 230000002427 irreversible effect Effects 0.000 claims description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 5
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 5
- 230000005381 magnetic domain Effects 0.000 claims description 5
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000035699 permeability Effects 0.000 claims description 3
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims description 3
- 229910000808 amorphous metal alloy Inorganic materials 0.000 description 16
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 6
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 6
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 description 4
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 4
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 4
- 229910045601 alloy Inorganic materials 0.000 description 3
- 239000000956 alloy Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000006870 function Effects 0.000 description 3
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 3
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 description 3
- 229910000976 Electrical steel Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 238000011160 research Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 239000003302 ferromagnetic material Substances 0.000 description 1
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 1
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 238000000611 regression analysis Methods 0.000 description 1
- 230000036299 sexual function Effects 0.000 description 1
- 238000010998 test method Methods 0.000 description 1
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- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F30/00—Computer-aided design [CAD]
- G06F30/20—Design optimisation, verification or simulation
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- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F30/00—Computer-aided design [CAD]
- G06F30/30—Circuit design
- G06F30/36—Circuit design at the analogue level
- G06F30/367—Design verification, e.g. using simulation, simulation program with integrated circuit emphasis [SPICE], direct methods or relaxation methods
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Theoretical Computer Science (AREA)
- Evolutionary Computation (AREA)
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Abstract
一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，根据对称和不对称矩形电压激励波形，推导出相应的梯形和三角形磁通密度波形的上升支和下降支磁化速率表达式；采用Energetic静态磁滞模型，计算薄带状软磁材料的静态磁滞回线以及磁滞损耗；根据上升支和下降支磁化速率表达式，推导出涡流损耗修正系数；根据磁化速率表达式，推导出剩余损耗修正系数；根据不同频率、不同峰值磁密下薄带状磁铁材料在一个磁化周期内的正弦损耗密度，计算出动态损耗参数。基于以上推导出的表达式，建立薄带状软磁材料高频损耗计算方法的计算流程。本发明可以用于精确计算全桥DC‑DC变换器中高频变压器、Boost型DC‑DC变换器中电感器的磁芯损耗，有效分离磁芯损耗的构成成分。
Description
技术领域
本发明属于高频变压器和电感器的设计领域，具体涉及一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法。
背景技术
高频化、高功率已成为当前DC-DC变换器发展的趋势。随着工作频率、功率的提高以及磁性元件体积的减小，磁芯损耗问题逐渐明显，降低了效率。因此，需要降低磁性元件的磁芯损耗，以提高DC-DC变换器的整体工作效率。目前，逆变器、开关电源中的小功率磁性元件大多选择铁氧体作为磁芯。铁氧体电阻率高，高频涡流损耗小，但是饱和磁密低，工作磁密一般小于0.2T，不适用于高功率应用场合。纳米晶合金、非晶合金等薄带状软磁材料以其高饱和磁密、低高频损耗等优异的软磁性能，逐渐被应用于功能各异的高频磁性元件的磁路设计领域。在不同的DC-DC功率变换器拓扑中，高频变压器和电感器是两类典型的磁性元件，工作电压波形都是具有不同占空比的高频矩形电压。然而，在不同类型功率变换器中，薄带状软磁材料的高频损耗特性却尚未完全明确，而该项研究对于薄带状软磁材料磁芯的性能模拟以及磁性元件的精细化设计都至关重要。
现有磁芯损耗计算方法可以归纳为三类：①：基于物理现象的磁滞损耗模型；②：基于实验数据拟合的Steinmetz经验公式法；③：基于铁损可分离假设的损耗分离法。
基于物理现象的磁滞损耗模型可以将材料微观物理量和外界磁场激励下的宏观磁化现象关联起来，得到宏观场量的控制方程，进而得到磁芯损耗。铁磁性材料的磁滞模型主要有Preisach、Jiles-Atherton和Energetic等，现有研究大多采用以上磁滞模型对电工钢进行磁滞建模。基于实验数据拟合的Steinmetz经验公式法的待定系数可以基于磁芯产品手册中的正弦损耗特性曲线拟合得到，具有参数少、形式简便等优点，但仅适合于正弦波。为了使Steinmetz公式适用于非正弦激励，衍生出了诸如MSE(Modified Steinmetzequation)、GSE(Generalized Steinmetz equation)等许多种修正公式。Steinmetz经验公式法及其修正公式的缺点是依赖测试，对于特定型号磁性材料，需要制成特定尺寸的小磁环，测量得到不同频率下的磁芯损耗密度，然后通过数据拟合的方式得到待定系数，现阶段通用的环形试样测试方法制样过程冗长，且在实际中环形样品与理想情况相差很远。此外，经验公式法只能获得磁芯的总损耗，缺乏明确的物理意义。基于铁损可分离假设的损耗分离法是1988年由Bertotti根据损耗统计理论(Statistical Theory of Losses，STL)，对巴克豪生跳跃现象进行描述后提出的，将总损耗分解为磁滞损耗和动态损耗，动态损耗又包括涡流损耗和剩余损耗。损耗分离法的优势在于物理概念清晰，适用于任意非正弦波，有利于工程师从本质上掌握磁芯损耗产生的机理。损耗分离模型的待定系数需要借助磁性材料单片测试仪等设备对磁单片进行多个频点和磁密的损耗测试，从磁性材料总损耗中分离出各个损耗分量。例如，采用不同频率、不同磁密下的损耗测量值，采用多元回归分析拟合出了硅钢片的磁滞、涡流和剩余损耗系数。针对双向全桥DC-DC变换器中高频变压器、Boost型DC-DC变换器中电感器在不同占空比对称/不对称矩形电压波磁化下的磁芯高频损耗计算方法进行研究，对于相关磁性元件的精细化设计有重要的意义。
发明内容
本发明提供一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，针对双向全桥DC-DC变换器中高频变压器、Boost型DC-DC变换器中电感器在不同占空比对称/不对称矩形电压波磁化下的薄带状软磁材料磁芯高频损耗，由相关公式推导，得出关于高频损耗计算流程，该方法具备较高的准确性和实用性的优点，为相关磁性元件的精细化设计提供支持。
本发明采取的技术方案为：
一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，包括以下步骤：
步骤1：对称矩形电压激励波形下，磁通密度波形是梯形波，分别推导出梯形波形上升支和下降支磁化速率表达式；
不对称矩形电压激励波形下，磁通密度波形是三角波形，分别推导出三角波形上升支和下降支磁化速率表达式。
步骤2：采用Energetic静态磁滞模型，计算薄带状软磁材料的静态磁滞回线以及磁滞损耗Wh。
步骤3：对于对称矩形电压激励情况，根据其对应的梯形波磁化速率表达式，推导出涡流损耗修正系数Fc(D1)，用于计算对称矩形电压激励波形下涡流损耗Pc_tra；
对于不对称矩形电压激励情况，根据其对应的三角形波磁化速率表达式，推导出涡流损耗修正系数Fc(D2)，用于计算不对称矩形电压激励波形下涡流损耗Pc_tri；
步骤4：对于对称矩形电压激励情况，根据其对应的梯形波磁化速率表达式，推导出剩余损耗修正系数Fe(D1)，用于计算对称矩形电压激励波形下剩余损耗Pe_tra；
对于不对称矩形电压激励情况，根据其对应的三角形波磁化速率表达式，推导出剩余损耗修正系数Fe(D2)，用于计算不对称矩形电压激励波形下剩余损耗Pe_tri；
步骤5：根据不同频率、不同峰值磁密下薄带状磁铁材料在一个磁化周期内的正弦损耗密度，计算出动态损耗参数V0和n0。
通过上述步骤1-5，实现磁芯高频损耗的计算。
所述步骤1中，
①：对称矩形电压激励波形下，磁通密度波形的上升支和下降支磁化速率表达式dB+/dt和dB-/dt如下：
式中，T为对称矩形电压周期；D1为对称矩形电压的占空比；
峰值磁密与电压幅值关系如下：
式中，Vm为对称矩形电压幅值；Bm为第一峰值磁密；N为绕组的匝数；f为对称矩形电压频率；Ae为磁芯有效截面积；D1为对称矩形电压的占空比。
②：不对称矩形电压激励波形下，磁通密度波形的上升支和下降支磁化速率表达式dB+’/dt’和dB-’/dt’如下：
式中，T’为不对称矩形电压周期；D2为不对称矩形电压的占空比。
第二峰值磁密Bm’与不对称矩形电压幅值VH和VL关系如下：
式中，高电平为VH，低电平为-VL；Bm’为第二峰值磁密；N为绕组的匝数；f’为不对称矩形电压频率；Ae为磁芯有效截面积；D2为不对称矩形电压的占空比。
所述步骤2中，
步骤2：采用Energetic静态磁滞模型，计算薄带状软磁材料的静态磁滞回线以及磁滞损耗Wh；
Energetic静态磁滞模型具体形式是Hh(B)：
Hh(B)＝Hd+sgn(m)Hr+sgn(m-m0)Hi
三个磁场分量Hd、Hr、Hi的表达式如下：
Hd＝NeMsm；
静态磁滞回线的形状与磁化场的大小有关，与磁化的频率无关。静态磁滞回线的参数包括静态磁场强度Hh和磁通密度B，静态磁场强度的大小随着磁通密度的变化而变化，薄带状软磁材料的静态磁滞回线如图13所示。
采用Energetic静态磁滞模型，求解出Hh之后，也就可以绘制出相应的静态磁滞回线，静态磁滞回线的面积等于静态磁滞损耗Wh：
具体方式如下：
以B为自变量的静态磁场强度的表达式如下：
Hh(B)＝Hd+sgn(m)Hr+sgn(m-m0)Hi
式中，Hh为静态磁场强度；Hd为退磁场强度；Hr为可逆磁场强度，用于描述软磁材料的非线性特征；Hi为不可逆磁场强度，用于描述软磁材料的磁滞特性，如剩余磁感应强度、矫顽力等；m为相对磁化强度，等于磁化强度M与饱和磁化强度Ms之比，m＝M/Ms。在软磁材料中，磁感应强度近似满足表达式B＝μ0(H+M)≈μ0M，因此，m可以进一步表示为m＝B/(μ0Ms)；μ0为真空磁导率。
退磁场强度Hd的表达式如下：
Hd＝NeMsm
式中，Ne为退磁因子，Ne包含了与宏观几何结构相关的外退磁因子Nd和与晶界或其他不均匀性相关的内退磁因子Ni；Ms为饱和磁化强度。
可逆磁场强度Hr的表达式如下：
式中，h为与饱和磁场相关的比例常数；g为与材料各向异性相关的自适应常数。
不可逆磁场强度Hi的表达式如下：
式中，k为磁滞损耗系数，k＝μ0MsHa，Ha为矫顽力对应的磁场；cr为磁畴或晶粒的自适应几何尺寸；q为与钉扎密度相关的自适应常数；κ为翻转函数，表示总磁化状态对磁场反转点的影响。
κ的表达式如下：
式中，κ0为上一磁场翻转点对应的κ值；m0为上个磁场反转点对应的m值。
磁滞损耗Wh的公式如下：
所述步骤3中，
在任意磁通密度激励下，涡流损耗损耗的表达式为：
式中，σ为薄带软磁材料的电导率；d为薄带软磁材料的厚度。
当磁通密度激励为正弦磁通密度Bmsin(ωt)时，涡流损耗的表达式为：
①：对于对称矩形电压激励情况，结合其对应的梯形波磁通密度的磁化速率表达式，可以推导出涡流损耗表达式为：
正弦磁通密度和梯形波磁通密度激励下，两者的涡流损耗表达式之间的关系为：
式中，Fc(D1)为对称电压激励下涡流损耗修正系数；
②：对于不对称矩形电压激励情况，结合其对应的三角形磁通密度的磁化速率表达式，可以推导出涡流损耗表达式为：
正弦磁通密度和梯形波磁通密度激励下，两者的涡流损耗表达式之间的关系为：
式中，Fc(D2)为不对称矩形电压激励下涡流损耗修正系数；Pc+和Pc-分别为上升支和下降支的涡流损耗分量。
所述步骤4中，
在任意磁通密度激励下，剩余损耗损耗的表达式为：
当磁通密度激励为正弦磁通密度Bmsin(ωt)时，剩余损耗的表达式为：
式中，V0和n0均为软磁材料微观结构参数，依赖于峰值磁密；G为形状参数，G＝0.1356；S为材料的横截面积；σ为薄带软磁材料的电导率；f为正弦波频率。
当频率大于几赫兹就可以满足如下条件：
因此，正弦激励下剩余损耗表达式可简化为：
①、对于对称矩形电压激励情况，结合其对应的梯形波磁通密度的磁化速率表达式，可以推导出剩余损耗表达式为：
正弦磁通密度和梯形波磁通密度激励下，两者的剩余损耗表达式之间的关系为：
式中，Fe(D1)为对称矩形电压激励下剩余损耗修正系数。
②、对于不对称矩形电压激励情况，上升支和下降支的剩余损耗分量分别定义为Pe+和Pe-，结合其对应的三角形磁通密度的磁化速率表达式，可以推导出剩余损耗表达式为：
正弦磁通密度和梯形波磁通密度激励下，两者的剩余损耗表达式之间的关系为：
式中，Fe(D2)为不对称矩形电压激励下剩余损耗修正系数。
所述步骤5中，
根据不同频率、相同峰值磁密下的正弦损耗，辨识出与微观结构相关的系数n0与V0，总损耗测量值Ps_m(Bm,f)减去涡流损耗计算值Pc_sin(Bm,f)和Energetic磁滞模型计算出的磁滞损耗Wh(Bm)，得到剩余损耗测量值Pe_m；
在正弦激励下，在不同频率和相同峰值磁密下的时域内平均剩余场的计算式为：
n(t)为时域内的有效磁化相关区域的数量，表达式如下：
式中，Tp为周期；G为形状参数，G＝0.1356；S为材料的横截面积；σ为薄带软磁材料的电导率；Pe为剩余损耗。
当磁通密度为正弦波时，n(t)在时域内的平均值可以表示为：
根据剩余损耗测量值Pe_m，可以计算出在该磁密下不同频率的取值：
绘制出n关于He的图像。正弦激励条件下的磁化相关区域数目n和平均剩余场He之间呈线性关系，直线斜率的倒数为V0，截距为n0。
式中，V0和n0均为软磁材料微观结构系数，依赖于峰值磁密。
本发明一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，技术效果如下：
1)本发明可以用于精确计算全桥DC-DC变换器中高频变压器、Boost型DC-DC变换器中电感器的磁芯损耗，平均相对偏差在3％以内，最大相对偏差在4％以内。
2)本发明可以仅利用有限个频率下的正弦磁芯损耗测量值，就能够提取出不同峰值磁密下的材料微观结构系数，实现对称和不对称矩形电压激励下磁芯损耗的精确计算，方法具有较高的适用性，便于工程上的应用。
3)本发明可以采用Energetic磁滞模型计算出仅与峰值磁密大小有关的磁滞损耗，根据磁滞回线的上升支和下降支的磁化速率，通过建立对称和不对称矩形波与正弦波激励下涡流、剩余损耗的等效关系，计算出对称和不对称矩形电压激励下的涡流、剩余损耗表达式，有效分离磁芯损耗的构成成分，可以从理论上深入分析磁芯在对称和不对称矩形电压激励下的损耗机理。
附图说明
图1为双向全桥DC-DC变换器拓扑结构图。
图2为对称矩形电压波及相应的梯形磁通密度波形图。
图3为Boost型DC-DC变换器拓扑结构图。
图4为不对称矩形电压波及相应的三角形磁通密度波形图。
图5为D2<0.5时不对称矩形电压激励下的磁滞回线图。
图6为本发明计算流程图。
图7为非晶合金的准静态磁滞回线实验值与仿真值对比图。
图8为在不同频率、不同峰值磁密正弦波激励下非晶合金的一个磁化周期损耗密度实验值对比图。
图9为正弦激励条件下的磁化相关区域数目图。
图10(a)为不同峰值磁密Bm下磁滞损耗计算值Wh计算图。
图10(b)为不同峰值磁密Bm下系数V0取值图。
图10(c)为不同峰值磁密Bm下系数n0取值图。
图11为在1kHz/0.2T、不同占空比D1对称矩形电压激励下非晶合金的损耗测量值与仿真值对比图。
图12为在2kHz/0.4T、不同占空比D2不对称矩形电压激励下非晶合金的损耗测量值与仿真值对比图。
图13为静态磁滞回线的磁场分解图。
具体实施方式
一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，包括以下步骤：
步骤一：推导出梯形和三角形磁通密度波形的上升支和下降支磁化速率表达式：
图1为双向全桥DC-DC变换器的电路拓扑结构，由一台高频变压器、变压器两端的高频H桥组成。在双向全桥DC-DC变换器中，高频变压器的绕组端口激励电压并不是正弦电压波，而是如图2所示的对称矩形电压。对称矩形电压的特征参数为占空比D1，取值范围是0～1。在占空比为D1的矩形电压激励下，电压取值可以是正、负或零。对称矩形电压为分段线性波形，可以采用分段线性函数表示。由电压V(t)与磁通密度B(t)的关系式可知，在对称矩形电压激励下磁芯中的磁通密度波形可以表示为分段线性函数，各个区间内的磁化速率可以表示为：
式中，T为周期；D1为对称矩形电压的占空比；Bm为峰值磁密。
峰值磁密Bm与电压幅值Vm关系如下：
式中，N为绕组的匝数；f为频率；Ae为磁芯有效截面积。
Boost型DC-DC变换器的电路拓扑图如图3所示。Boost电路拓扑包含输入直流电源Vi，输入滤波电感L、开关管S、二极管D、滤波电容C和负载R。在Boost型DC-DC变换器中，电感器的绕组端口激励电压是不对称矩形电压，其高电平为VH，低电平为-VL。不对称矩形电压的特征参数为占空比D2，取值范围是0～1。为了防止磁芯饱和，在稳态工作时其承受的正负向伏秒面积应该相等，VH与VL之间的关系为：
D2VH＝(1-D2)VL (3)
磁通密度波形为不对称三角形，如图4所示。由于电压的不对称性，从-Bm到Bm(磁滞回线的上升支)的磁化速率与从Bm到-Bm(磁滞回线的下降支)的磁化强度变化率存在不同。上升支的磁化速率定义为dB+/dt，下降支的磁化速率定义为dB-/dt，表达式如下：
式中：T为周期；D2为不对称矩形电压的占空比。
峰值磁密Bm与电压幅值VH和VL关系如下：
步骤二：静态磁滞回线及损耗计算：
以B为自变量的静态磁场强度的表达式如下：
Hh(B)＝Hd+sgn(m)Hr+sgn(m-m0)Hi (6)
式中，Hh为静态磁场强度；Hd为退磁场强度；Hr为可逆磁场强度，用于描述软磁材料的非线性特征；Hi为不可逆磁场强度，用于描述软磁材料的磁滞特性，如剩余磁感应强度、矫顽力等；m为相对磁化强度，等于磁化强度M与饱和磁化强度Ms之比，m＝M/Ms。在软磁材料中，磁感应强度近似满足表达式B＝μ0(H+M)≈μ0M，因此m可以进一步表示为m＝B/(μ0Ms)；μ0为真空磁导率。
退磁场强度Hd的表达式如下：
Hd＝NeMsm (7)
式中，Ne为退磁因子，Ne包含了与宏观几何结构相关的外退磁因子Nd和与晶界或其他不均匀性相关的内退磁因子Ni；Ms为饱和磁化强度。
可逆磁场强度Hr的表达式如下：
式中，h为与饱和磁场相关的比例常数；g为与材料各向异性相关的自适应常数。
不可逆磁场强度Hi的表达式如下：
式中，k为磁滞损耗系数，k＝μ0MsHa，Ha为矫顽力对应的磁场；cr为磁畴或晶粒的自适应几何尺寸；q为与钉扎密度相关的自适应常数；κ为翻转函数，表示总磁化状态对磁场反转点的影响。
κ的表达式如下：
式中，κ0为上一磁场翻转点对应的κ值；m0为上个磁场反转点对应的m值。
磁滞损耗Wh的公式如下：
步骤三：对称和不对称矩形电压激励下涡流损耗计算：
根据梯形和三角形磁通密度波形的上升支和下降支磁化速率表达式dB+/dt和dB-/dt，推导出涡流损耗修正系数Fc(D1)和Fc(D2)，用于计算对称和不对称矩形电压激励波形下涡流损耗Pc_tra和Pc_tri。
在任意磁通密度激励下，涡流损耗损耗的表达式为：
式中，σ为薄带软磁材料的电导率；d为薄带软磁材料的厚度。
当磁通密度激励为正弦磁通密度Bmsin(ωt)时，涡流损耗的表达式为：
(1)：对于对称矩形电压激励情况，结合其对应的梯形波磁通密度的磁化速率表达式，可以推导出涡流损耗表达式为：
式中，Fc(D1)为对称电压激励下涡流损耗修正系数。
(2)：对于不对称矩形电压激励情况，结合其对应的三角形磁通密度的磁化速率表达式，可以推导出涡流损耗表达式为：
式中，Fc(D2)为不对称矩形电压激励下涡流损耗修正系数；Pc+和Pc-分别为上升支和下降支的涡流损耗分量，如图5所示。
步骤四：对称和不对称矩形电压激励下剩余损耗计算：
根据梯形和三角形磁通密度波形的上升支和下降支磁化速率表达式dB+/dt和dB-/dt，推导出剩余损耗修正系数Fe(D1)和Fe(D2)，用于计算对称和不对称矩形电压激励波形下剩余损耗Pe_tra和Pe_tri。
磁化相关区域的概念描述了这样的一种现象，即给定一个巴克豪森跳跃，下一个跳跃将发生在前一个跳跃附近区域的概率增加。为了量化上述现象，引入了剩余场的概念：
式中，He(t)为剩余损耗对应的磁场；n(t)为有效磁化相关区域的数量；Hw为所有磁通变化都集中在单畴壁中时所产生的剩余场；G为形状参数，G＝0.1356；S为材料的横截面积。
由式(16)可知，He(t)和n(t)不相互独立。在损耗统计理论中，基于磁畴结构的随机统计分布特性与磁畴局部微观涡流过程，提出了He(t)和n(t)近似满足线性关系的假设，如下：
式中，V0和n0均为软磁材料微观结构系数，依赖于峰值磁密，可以通过不同频率、不同峰值磁密正弦波激励下的损耗测量值得到。
通过式(16)和式(17)，剩余损耗对应的磁场强度瞬时值He(t)可以写为：
因此，剩余损耗的瞬时值pe(t)表达式，如下：
式中，σ为材料的电导率；V0和n0均为软磁材料微观结构参数，依赖于峰值磁密。
当磁通密度为正弦波时，剩余损耗的表达式为：
式中，V0和n0均为软磁材料微观结构参数，依赖于峰值磁密；G为形状参数，G＝0.1356；S为材料的横截面积；σ为薄带软磁材料的电导率；f为频率。
当频率大于几赫兹就可以满足如下条件：
因此，正弦激励下剩余损耗表达式可简化为：
(1)：对于对称矩形电压激励情况，结合其对应的梯形波磁通密度的磁化速率表达式，可以推导出剩余损耗表达式为：
式中，Fe(D1)为对称电压激励下剩余损耗修正系数。
(2)：对于不对称矩形电压激励情况，上升支和下降支的剩余损耗分量分别定义为Pe+和Pe-，如图5所示。结合其对应的三角形磁通密度的磁化速率表达式，可以推导出剩余损耗表达式为：
式中，Fe(D2)为对称电压激励下剩余损耗修正系数。
步骤五：动态损耗参数计算：
根据不同频率、不同峰值磁密下薄带状磁铁材料在一个磁化周期内的正弦损耗密度，计算出动态损耗参数V0和n0。
根据不同频率、相同峰值磁密下的正弦损耗，辨识出与微观结构相关的系数n0与V0。总损耗测量值Ps_m(Bm,f)减去涡流损耗计算值Pc_sin(Bm,f)和Energetic磁滞模型计算出的磁滞损耗Wh(Bm)，得到剩余损耗测量值Pe_m。在正弦激励下，在不同频率和相同峰值磁密下的时域内平均剩余场的计算式为：
n(t)为时域内的有效磁化相关区域的数量，表达式如下：
式中，Tp为周期；G为形状参数，G＝0.1356；S为材料的横截面积；σ为薄带软磁材料的电导率；Pe为剩余损耗。
当磁通密度为正弦波时，n(t)在时域内的平均值可以表示为：
根据剩余损耗测量值Pe_m，可以计算出在该磁密下不同频率的取值：
绘制出n关于He的图像。正弦激励条件下的磁化相关区域数目n和平均剩余场He之间呈线性关系，直线斜率的倒数为V0，截距为n0。
式中，V0和n0均为软磁材料微观结构系数，依赖于峰值磁密。
步骤六：基于以上步骤1-5中给出的表达式，建立薄带状软磁材料高频损耗计算方法的计算流程，如图6所示。
采用二维磁性能测量系统，配合非晶合金单片磁导计，采用H线圈法对非晶合金单片磁性能进行测试。通过对比在对称和不对称矩形电压激励下高频损耗的计算值与测量值之间的差异，验证计算方法的准确性。针对国产安泰1K101型铁基非晶合金单片进行测试，非晶合金单片的样品参数如表1所示。
表1非晶合金单片样品参数
根据图7所示的非晶合金的准静态磁滞回线实验值，可以得到饱和磁化强度Ms和k。提取出了Energetic磁滞模型5个未知参数，如表2所示。图7对比了非晶合金单片的静态磁滞回线实验值和仿真值。
表2Energetic磁滞模型参数提取结果：
图8为不同频率、不同峰值磁密下非晶合金单片在一个磁化周期内的正弦损耗密度。采用Energetic磁滞模型计算出了不同峰值磁密Bm下的磁滞损耗Wh，如图10(a)所示。不同峰值磁密Bm下系数V0的取值如图10(b)所示，f→0时的磁化相关区域的数目n0的取值如图10(c)所示。将计算出的V0和n0代入式(19)-(21)计算非晶合金的剩余损耗。
图11比较了对称矩形波电压激励下非晶合金单片的磁芯损耗密度的计算值和测量值。磁化频率和峰值磁通密度分别为1kHz和0.2T。当占空比由1变为0.1时，非晶合金的磁芯损耗密度由0.416W/kg增加0.939W/kg。以损耗测量值为参考，计算出了模型的平均相对偏差为2.91％，最大相对偏差为3.78％。模型考虑了非正弦激励下磁密变化率和磁化历史这两种因素对磁芯损耗的影响，其计算精度最高。涡流损耗Pc和剩余损耗Pe与频率相关，磁芯总损耗的变化趋势主要反映了占空比对涡流损耗和剩余损耗的影响。
图12所示为不对称矩形波电压激励下非晶合金单片的磁芯损耗密度的计算值和测量值。磁化频率和峰值磁通密度分别为2kHz和0.4T。当占空比D2＝0.5时，磁芯损耗最小。当占空比D2>0.5或D2＜0.5时，磁芯损耗都将增加。例如，当上升时间系数由1变为0.5时，非晶合金的损耗密度由6.99W/kg下降5.95W/kg。以损耗测量值为参考，计算出了模型的平均相对偏差为2.11％，最大相对偏差为3.07％。
本发明方法，尤其适合应用于精确计算双向全桥DC-DC变换器中高频变压器、Boost型DC-DC变换器中电感器在不同占空比对称/不对称矩形电压波磁化下的薄带状软磁材料磁芯高频损耗。因为本发明针对双向全桥DC-DC变换器、Boost型DC-DC变换器的电力电子拓扑结构和不同控制方式下的稳态电压波形，得到了基于损耗统计理论和Energetic磁滞模型的高频损耗计算方法。采用本发明可以实现对称和不对称矩形电压激励下薄带状软磁材料高频损耗的精确计算，保证计算精度达到工程所要求的标准。
本发明基于损耗统计理论和Energetic磁滞模型，提出了在占空比可调的对称/不对称矩形电压激励下的磁芯损耗精确提取方法，用于求解全桥DC-DC变换器中高频变压器、Boost型DC-DC变换器中电感器的磁芯损耗。根据静态或低频下磁滞回线测量值，采用Energetic磁滞模型计算出仅与峰值磁密大小有关的磁滞损耗。根据磁滞回线的上升支和下降支的磁化速率，通过建立对称和不对称矩形波与正弦波激励下涡流、剩余损耗的等效关系，推导出了对称和不对称矩形电压激励下的涡流、剩余损耗表达式。利用若干频率下的正弦磁芯损耗测量值提取了不同峰值磁密下的材料微观结构系数。仿真和实验结果表明，所提方法具有较高的准确性和实用性。
Claims (7)
1.一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，其特征在于包括以下步骤：
步骤1：对称矩形电压激励波形下，磁通密度波形是梯形波，分别推导出梯形波形上升支和下降支磁化速率表达式；
不对称矩形电压激励波形下，磁通密度波形是三角波形，分别推导出三角波形上升支和下降支磁化速率表达式；
所述步骤1中，
①：对称矩形电压激励波形下，磁通密度波形的上升支和下降支磁化速率表达式dB+/dt和dB-/dt如下：
式中，T为对称矩形电压周期；D1为对称矩形电压的占空比；
峰值磁密与电压幅值关系如下：
式中，Vm为对称矩形电压幅值；Bm为第一峰值磁密；N为绕组的匝数；f为对称矩形电压频率；Ae为磁芯有效截面积；D1为对称矩形电压的占空比；
②：不对称矩形电压激励波形下，磁通密度波形的上升支和下降支磁化速率表达式dB+’/dt’和dB-’/dt’如下：
式中，T’为不对称矩形电压周期；D2为不对称矩形电压的占空比；
第二峰值磁密Bm’与不对称矩形电压幅值VH和VL关系如下：
式中，高电平为VH，低电平为-VL；Bm’为第二峰值磁密；N为绕组的匝数；f’为不对称矩形电压频率；Ae为磁芯有效截面积；D2为不对称矩形电压的占空比；
步骤2：采用Energetic静态磁滞模型，计算薄带状软磁材料的静态磁滞回线以及磁滞损耗Wh；
步骤3：对于对称矩形电压激励情况，根据其对应的梯形波磁化速率表达式，推导出涡流损耗修正系数Fc(D1)，用于计算对称矩形电压激励波形下涡流损耗Pc_tra；
对于不对称矩形电压激励情况，根据其对应的三角形波磁化速率表达式，推导出涡流损耗修正系数Fc(D2)，用于计算不对称矩形电压激励波形下涡流损耗Pc_tri；
步骤4：对于对称矩形电压激励情况，根据其对应的梯形波磁化速率表达式，推导出剩余损耗修正系数Fe(D1)，用于计算对称矩形电压激励波形下剩余损耗Pe_tra；
对于不对称矩形电压激励情况，根据其对应的三角形波磁化速率表达式，推导出剩余损耗修正系数Fe(D2)，用于计算不对称矩形电压激励波形下剩余损耗Pe_tri；
步骤5：根据不同频率、不同峰值磁密下磁铁材料在一个磁化周期内的正弦损耗密度，计算出动态损耗参数；
通过上述步骤1-5，实现磁芯高频损耗的计算。
2.根据权利要求1所述一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，其特征在于：所述步骤2中，
以B为自变量的静态磁场强度的表达式如下：
Hh(B)＝Hd+sgn(m)Hr+sgn(m-m0)Hi
式中，Hh为静态磁场强度；Hd为退磁场强度；Hr为可逆磁场强度，用于描述软磁材料的非线性特征；Hi为不可逆磁场强度，用于描述软磁材料的磁滞特性，m为相对磁化强度，等于磁化强度M与饱和磁化强度Ms之比，m＝M/Ms；在软磁材料中，磁感应强度近似满足表达式B＝μ0(H+M)≈μ0M，因此，m表示为m＝B/(μ0Ms)；μ0为真空磁导率；
退磁场强度Hd的表达式如下：
Hd＝NeMsm
式中，Ne为退磁因子，Ne包含了与宏观几何结构相关的外退磁因子Nd和与晶界或其他不均匀性相关的内退磁因子Ni；Ms为饱和磁化强度；
可逆磁场强度Hr的表达式如下：
Hr＝h{[(1+m)1+m(1-m)1-m]g/2-1}
式中，h为与饱和磁场相关的比例常数；g为与材料各向异性相关的自适应常数；
不可逆磁场强度Hi的表达式如下：
式中，k为磁滞损耗系数，k＝μ0MsHa，Ha为矫顽力对应的磁场；cr为磁畴或晶粒的自适应几何尺寸；q为与钉扎密度相关的自适应常数；κ为翻转函数，表示总磁化状态对磁场反转点的影响；
κ的表达式如下：
式中，κ0为上一磁场翻转点对应的κ值；m0为上个磁场反转点对应的m值；
磁滞损耗Wh的公式如下：
3.根据权利要求1所述一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，其特征在于：所述步骤3中，
在任意磁通密度激励下，涡流损耗的表达式为：
式中，σ为薄带软磁材料的电导率；d为薄带软磁材料的厚度；
当磁通密度激励为正弦磁通密度Bmsin(ωt)时，涡流损耗的表达式为：
①：对于对称矩形电压激励情况，结合其对应的梯形波磁通密度的磁化速率表达式，推导出涡流损耗表达式为：
式中，Fc(D1)为对称电压激励下涡流损耗修正系数；
②：对于不对称矩形电压激励情况，结合其对应的三角形磁通密度的磁化速率表达式，推导出涡流损耗表达式为：
式中，Fc(D2)为不对称矩形电压激励下涡流损耗修正系数；Pc+和Pc-分别为上升支和下降支的涡流损耗分量。
4.根据权利要求1所述一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，其特征在于：所述步骤4中，
当磁通密度激励为正弦磁通密度Bmsin(ωt)时，剩余损耗的表达式为：
式中，V0和n0均为软磁材料微观结构参数，依赖于峰值磁密；G为形状参数，G＝0.1356；S为材料的横截面积；σ为薄带软磁材料的电导率；f为正弦波频率；
当频率大于几赫兹就满足如下条件：
因此，正弦激励下剩余损耗表达式可简化为：
①、对于对称矩形电压激励情况，结合其对应的梯形波磁通密度的磁化速率表达式，推导出剩余损耗表达式为：
式中，Fe(D1)为对称矩形电压激励下剩余损耗修正系数；
②、对于不对称矩形电压激励情况，上升支和下降支的剩余损耗分量分别定义为Pe+和Pe-，结合其对应的三角形磁通密度的磁化速率表达式，推导出剩余损耗表达式为：
式中，Fe(D2)为不对称矩形电压激励下剩余损耗修正系数。
5.根据权利要求1所述一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，其特征在于：所述步骤5中，
根据不同频率、相同峰值磁密下的正弦损耗，辨识出与微观结构相关的系数n0与V0，总损耗测量值Ps_m(Bm,f)减去涡流损耗计算值Pc_sin(Bm,f)和Energetic磁滞模型计算出的磁滞损耗Wh(Bm)，得到剩余损耗测量值Pe_m；
在正弦激励下，在不同频率和相同峰值磁密下的时域内平均剩余场的计算式为：
n(t)为有效磁化相关区域的数量，表达式如下：
式中，Tp为周期；G为形状参数，G＝0.1356；S为材料的横截面积；σ为薄带软磁材料的电导率；Pe为剩余损耗；
当磁通密度为正弦波时，n(t)在时域内的平均值表示为：
根据剩余损耗测量值Pe_m，计算出在该磁密下不同频率的取值：
绘制出n关于He的图像，正弦激励条件下的磁化相关区域数目n和平均剩余场He之间呈线性关系，直线斜率的倒数为V0，截距为n0；
式中，V0和n0均为软磁材料微观结构系数，依赖于峰值磁密。
6.如权利要求1～5任意一项所述对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，其特征在于：用于求解全桥DC-DC变换器中高频变压器、或者Boost型DC-DC变换器中电感器的磁芯损耗。
7.如权利要求1～5任意一项所述对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法，其特征在于：用于分离磁芯损耗的构成成分。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202010719098.1A CN111914413B (zh) | 2020-07-23 | 2020-07-23 | 一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202010719098.1A CN111914413B (zh) | 2020-07-23 | 2020-07-23 | 一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN111914413A CN111914413A (zh) | 2020-11-10 |
| CN111914413B true CN111914413B (zh) | 2024-01-16 |
Family
ID=73281352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202010719098.1A Active CN111914413B (zh) | 2020-07-23 | 2020-07-23 | 一种对称/不对称矩形电压激励下磁芯高频损耗计算方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN111914413B (zh) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112966371B (zh) * | 2021-02-08 | 2021-11-02 | 华北电力大学（保定） | 交直流混合激励下的铁磁材料的异常损耗计算方法 |
| CN113933600B (zh) * | 2021-10-19 | 2022-07-05 | 北京智芯仿真科技有限公司 | 针对集成电路电流饱和失真的磁芯损耗确定方法及装置 |
| CN113933597B (zh) * | 2021-10-19 | 2022-06-14 | 北京智芯仿真科技有限公司 | 针对集成电路电流双向失真的磁芯损耗确定方法及装置 |
| CN113933599B (zh) * | 2021-10-19 | 2022-05-10 | 北京智芯仿真科技有限公司 | 针对集成电路电流截止失真的磁芯损耗确定方法及装置 |
| CN113640719B (zh) * | 2021-10-19 | 2022-01-07 | 北京智芯仿真科技有限公司 | 集成电路电源系统电感元件的磁芯损耗的确定方法及装置 |
| CN113933598B (zh) * | 2021-10-19 | 2022-05-10 | 北京智芯仿真科技有限公司 | 针对集成电路电流不失真的磁芯损耗确定方法及装置 |
| CN116559543B (zh) * | 2023-03-08 | 2024-04-26 | 山东大学 | 一种基于不同激励下的高频变压器损耗分解方法及装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107607790A (zh) * | 2017-09-21 | 2018-01-19 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 不同激励下电力电子变换器铁心损耗的折算方法 |
| CN108509687A (zh) * | 2018-03-07 | 2018-09-07 | 南京邮电大学 | 一种Flyback变换器磁芯损耗计算方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8823370B2 (en) * | 2011-08-31 | 2014-09-02 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | High frequency loss measurement apparatus and methods for inductors and transformers |
-
2020
- 2020-07-23 CN CN202010719098.1A patent/CN111914413B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107607790A (zh) * | 2017-09-21 | 2018-01-19 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 不同激励下电力电子变换器铁心损耗的折算方法 |
| CN108509687A (zh) * | 2018-03-07 | 2018-09-07 | 南京邮电大学 | 一种Flyback变换器磁芯损耗计算方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 电感集成式大容量高频变压器精细化设计方法;陈彬;李琳;赵志斌;张希蔚;张鹏宁;;中国电机工程学报(05);第86-98页 * |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN111914413A (zh) | 2020-11-10 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |