CN111817326B - 一种交流微网孤岛模式下的分散式储能soc控制及整合方法 - Google Patents

一种交流微网孤岛模式下的分散式储能soc控制及整合方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及电气工程技术领域，旨在提供一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制及整合方法。该方法通过设计结合下垂控制的分散式控制方法可合理分配网内多个储能输出功率，控制过程无需中央控制器，在节约通信电缆成本的同时消除因通信延迟带来的不利影响，多个储能将共同支撑母线电压频率，实现多储能即插即用，实时切出功能。通过监控储能直流侧输出功率，可计算储能电荷状态SOC值实时变化，引入基于SOC变下垂控制的逆变频率偏移量，可实现多储能间SOC更快平衡，有效提高储能整体工作效率。通过整合储能在该控制方法下的SOC状态，搭建网区电压频率变化模型及电压幅值变化模型，可使储能合理调控网内其他微源输出的有功、无功功率。

Description

一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制及整合方法
技术领域
本发明涉及电气工程技术领域，更详细地说，涉及一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制及整合方法。
背景技术
随着社会日益发展，建设以风力、水力、光伏等可再生能源发电的微网已经成为世界各国新能源发展重要战略。世界各地已经建成大量微网示范工程，微网化建设将是电网未来发展重要方向。交流微网是一种微电源、能量转换装置、储能设备及负荷均连接至交流母线的微网形式，它能有效整合源-储-荷三者关系，在建设过程中对传统电网改造少，灵活性高，是目前微网的主要形式。当交流微网并网运行时网内母线电压将由大电网支撑，而在离网进入孤岛模式时网内电压将由储能逆变支撑，此时网内储能设备 (以下简称储能)、微电源(包括光伏发电设备和风机发电设备，以下简称微源)和负荷三者间功率协调关系需要在封闭环境下实现均衡，这就对主要作为网内电压支撑的储能提出许多全新要求。
传统储能在交流微网孤岛模式下的支撑控制一般为主机式控制，该控制强调以单一储能采用V/F控制模式来支撑母线电压及频率，对网内出现的电压、频率波动需要快速做出抑制调整，这对单一储能的功率容量、对外功率调节能力都有较高要求，而该储能一旦出现故障，系统将难以持续运行。同时在现行的分布式控制或集中式控制当中，往往需要考虑通信信息的延迟性，这不利于实现储能的即插即用、随时切除。此外，当网内有多个储能同时工作运行时，多储能间SOC状态往往存在不平衡问题，容易导致储能过充过放，使储能整体工作效率低下且使用寿命缩短。当进一步考虑网内多储能对微源功率调度的问题，如何整合网内多储能SOC状态及网内电压、频率状态，也十分值得思考。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提供一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制及整合方法。
为解决技术问题，本发明的解决方案是：
提供一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制及整合方法，包括以下步骤：
步骤(1)：在含多个储能的交流微网中，利用储能的电池管理系统BMS实时监测记录储能输出功率，实时更新计算当前储能SOC状态值；
步骤(2)：在交流微网孤岛模式下，利用P-f下垂法和Q-U下垂法实现分散式储能控制，使多个储能共同支撑交流母线电压、共同参与母线电压调幅调频，任一储能都能够随时投切且彼此之间无需通信；
步骤(3)：在分散式控制中引入基于SOC-Δf变下垂法的逆变参考频率偏移量，使多储能间SOC状态快速趋于平衡；
步骤(4)：整合网内多个储能在分散式控制策略下的整体模型，并利用模型进行网内源-储协同控制，合理调控网内微源输出功率。
本发明中，针对每一个储能的SOC控制，均包括外环控制部分和内环控制部分：
其中，外环控制部分基于传统P-f下垂法和Q-U下垂法：通过采样接入点三相相电压u及三相电流io计算出三相瞬时有功功率与三相瞬时无功功率，将两者通过低通滤波器，利用Q-U下垂得出三相逆变参考幅值Uref；为消除多储能之间的SOC状态差异，引入频率偏移量Δf，将Δf结合P-f下垂得到三相逆变参考频率fref，U ref与f ref经过三相交流电合成后为内环部分提供参考；
内环控制部分基于三相dq变换，dq变换的相位取自接入节点处的三相相电压；内环包含一个电压控制器和一个电流控制器，电压控制器是一个PI控制器，能使输出ud和uq精确跟踪参考值
Figure GDA0003215926150000021
和
Figure GDA0003215926150000022
电流控制器是P控制器，用于增加系统阻尼；经过P 控制器后的信号将进行反dq变换生成三相调制信号，调制信号倍缩后与三角载波比较，得到三组上下互补的分别控制三相逆变器中开关管开断的PWM控制信号。
本发明中，所述步骤(1)具体包括：
(1.1)利用任意第i个储能的电池管理系统BMS，实时监测记录第i个储能有功输出Pbat,i，实时计算第i个储能的当前SOC状态值SOCi为：
Figure GDA0003215926150000023
其中，SOCi,t＝0为储能初始SOC状态值；Ci为储能容量；Ui为储能直流侧电压；
(1.2)计算接入点瞬时有功功率和瞬时无功功率分别为：
Figure GDA0003215926150000031
其中，Pi为瞬时有功功率；Qi为瞬时无功功率；ud,i与uq,i分别为接入点处三相相电压dq变换的d轴分量及q轴分量；iod,i与ioq,i分别为接入点处三相电流dq变换的d轴分量及q轴分量；
本发明中，所述步骤(2)具体包括：
(2.1)利用Q-U下垂法生成储能三相逆变的参考幅值
Figure GDA0003215926150000032
为：
Figure GDA0003215926150000033
其中，U*为网内相电压额定幅值；Qi为接入点瞬时无功功率；
Figure GDA0003215926150000034
为无功低通滤波器；rq,i为Q-U下垂系数，设计为：
Figure GDA0003215926150000035
其中，Umax与Umin分别为网内三相相电压最大幅值和最小幅值；Qmax,i与Qmin,i分别为三相逆变器最大正无功输出和最大负无功输出；
(2.2)利用P-f下垂法生成储能三相逆变的参考频率
Figure GDA0003215926150000036
为：
Figure GDA0003215926150000037
其中，f*为网内频率额定值；Pi为接入点瞬时有功功率；
Figure GDA0003215926150000038
为有功低通滤波器，rpi为P-f下垂系数，设计为：
Figure GDA0003215926150000039
其中，fmax与fmin分别为网内频率最大值和最小值；Pmax,i与Pmin,i分别为储能可承受最大有功输出和最大有功输入；
(2.3)将三相逆变参考幅值
Figure GDA00032159261500000310
与三相逆变参考频率
Figure GDA00032159261500000311
采用三相交流电合成算法合成逆变参考的三相交流电
Figure GDA00032159261500000312
为：
Figure GDA00032159261500000313
其中，θ为三相交流电相位，对应三相分别为0°，120°及240°；积分时间取为整个控制策略的控制周期，即整个控制从开始到完成的时间(后文积分时间同取)。
(2.4)利用锁相环PLL技术对接入点处的三相相电压ui进行实时锁相追踪，得到三相实时相位θabc,i；
(2.5)利用LC滤波电路中刚经过滤波电感的三相电流iL,i基于实时相位θabc,i进行dq变换，并取其d轴分量iLd,i与q轴分量iLq,i为：
Figure GDA0003215926150000041
其中，iLa,i,、iLb,i、iLc,i分别为iL,i对应的a、b、c相上的电流值；
同理，将逆变参考三相交流电
Figure GDA0003215926150000042
进行dq变换，得到d轴分量
Figure GDA0003215926150000043
与q轴分量
Figure GDA0003215926150000044
将母线接入点处三相相电压ui进行dq变换，得到d轴分量ud,i与q轴分量uq,i；
(2.6)利用
Figure GDA0003215926150000045
与ud,i取差，利用
Figure GDA0003215926150000046
与uq,i取差，两差值分别经过两个相同的PI控制器后，分别生成三相电流iL,i在dq变换中的d轴参考值
Figure GDA0003215926150000047
和q轴参考值
Figure GDA0003215926150000048
Figure GDA0003215926150000049
其中，kpu为PI控制器的比例系数；kiu为PI控制器的积分系数；
(2.7)利用
Figure GDA00032159261500000410
与iLd,i取差，利用
Figure GDA00032159261500000411
与iLq,i取差，两差值分别经过两个相同的P控制器后，经过反dq变换生成三相调制信号
Figure GDA00032159261500000412
为：
Figure GDA00032159261500000413
其中，kpi为P控制器的比例系数；θabc,i为PLL所锁实时相位；
(2.8)将三相调制信号
Figure GDA00032159261500000414
倍缩后与三角载波比较,得到三组上下互补的分别控制逆变器中三组开关管开断的PWM控制信号。
本发明中，所述步骤(3)具体包括：
(3.1)引入基于SOC-Δf变下垂法的逆变参考频率偏移量，设置储能最优SOC状态值为SOCb，当储能SOC高于该值，偏移量Δf为：
Figure GDA00032159261500000415
其中，rΔ是抬升系数，同时满足设计关系为：
Figure GDA00032159261500000416
(3.2)当储能SOC低于最优状态值，偏移量Δf为：
Figure GDA00032159261500000417
其中，
Figure GDA0003215926150000051
是下降系数，同时满足设计关系为：
Figure GDA0003215926150000052
(3.3)经过改进后的储能三相逆变参考频率
Figure GDA0003215926150000053
为：
Figure GDA0003215926150000054
本发明中，所述步骤(4)具体包括：
(4.1)整合在控制策略下网内多个储能的整体SOC状态模型SOCnet为：
Figure GDA0003215926150000055
其中，Cnet设计为：
Figure GDA0003215926150000056
SOCnet,t＝0设计为：
Figure GDA0003215926150000057
Pbat,net设计为：
Figure GDA0003215926150000058
其中，上式整合过程n为一个网内全体储能数量；且设全体储能直流侧电压相等，即U＝U1＝U2＝…＝Un；
(4.2)整合在控制策略下网内母线频率变化状态模型fnet为：
Figure GDA0003215926150000059
其中，rp,net满足设计关系为：
Figure GDA00032159261500000510
(4.3)整合在控制策略下网内相电压幅值变化状态模型Unet为：
Unet＝U*-rq,net*Qnet
其中，Qnet设计为：
Figure GDA0003215926150000061
rq,net满足设计关系为：
Figure GDA0003215926150000062
(4.4)网内其他微源均采用从机式控制作为功率源为网区提供功率支持，利用fnet调控网内任意第j个微源有功功率输出
Figure GDA0003215926150000063
为：
Figure GDA0003215926150000064
其中，其它微源指光伏(发电设备)和风机(发电设备)；fnet为整合的网内母线频率变化状态模型值；fH为网内高频率阈值；Pmax,j为该微源最大有功输出；rgenp,j为该微源有功调控系数，设计为：
Figure GDA0003215926150000065
其中，fmax为网内频率最大值；
(4.5)利用Unet可调控网内任意第j个微源无功功率输出为：
Figure GDA0003215926150000066
其中，Unet为整合的网内相电压幅值变化状态模型值；UL和UH分别为网内相电压低幅值阈值和相电压高幅值阈值；Qmax,j和Qmin,j分别为该微源逆变器最大正无功输出和最大负无功输出；rgenΔq,j和
Figure GDA0003215926150000067
均为该微源无功调控系数，设计为：
Figure GDA0003215926150000068
其中，Umin为网内相电压最大幅值；Umax为网内相电压最小幅值。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)本发明提供一种交流微网孤岛模式下的多储能分散式控制，结合了下垂控制的分散式控制策略可合理分配多个储能的输出功率，与集中式控制相比，控制过程无需中央控制器，在节省通信电缆成本的同时可消除因通信延迟带来的不利影响。多个储能将共同对等地参与三相母线调压调频，实现多储能即插即用，随时切除功能，消除在传统主机式控制中只以单一储能支撑交流母线导致微网难以长期稳定运行的问题。
(2)本发明提供一种交流微网孤岛模式下基于SOC变下垂法的多储能分散式控制，通过在分散式控制中引入基于SOC变下垂法的逆变频率偏移量，可使储能SOC影响网内频率调节，实现多储能间SOC更迅速趋于平衡，有效提高多储能整体工作效率，延长多储能使用寿命。
(3)本发明提供一种基于交流微网孤岛模式下分散式储能SOC控制的整合方法，通过整合网内多个储能的SOC状态，可以整体了解网内多储能的能量储备。通过整合网内多个储能共同逆变的网区频率状态、网区电压幅值状态，可以对网区内其他微源的有功、无功输出实现合理调控。
附图说明
图1是交流微网结构示意图。
图2是任意第i个储能电路结构示意图。
图3是任意第i个储能的外环控制部分示意图。
图4是任意第i个储能的内环控制部分示意图。
图5-8是模拟三组储能在采用一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制方法时，网内存在负荷切变情况下各电力数据曲线。
图5是三相交流电变化曲线，图6是各储能SOC值变化曲线，图7是各储能有功功率变化曲线，图8是各储能无功功率变化曲线。
图9-10是模拟三组储能在采用一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制方法时，网内存在储能投切情况下各电力数据曲线。
图9是三相交流电幅值变化曲线，图10是三相交流电频率变化曲线。
图11是多储能整合示意图。
具体实施方式
下面根据附图详细说明本发明。
图1是一种交流微网结构示意图，包含负荷、多个储能(设备)、多个风机(发电设备)及多个光伏(发电设备)，在脱网的孤岛模式下，多个储能采用一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制方法共同支撑交流母线，共同参与母线调压调频，其中任一储能可实时投切，在稳态下各储能SOC值将更快达到均衡。多个风机及多个光伏属于网内微电源，只为网内母线提供功率支持。以下结合实施例中该类微网结构，以三组储能相互协调控制过程具体阐述本发明的交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC 控制及整合方法。
本实施例中，采用交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制方法的控制目标，是在孤岛系统中使各储能共同支撑交流母线电压，在各储能电量充足时使三相母线相电压幅值保持在300V-320V之间，频率保持在49.7Hz-50.5Hz之间，三组储能输出的有功功率、自身储能容量及输入输出限制关系均按1:1.4:1.2的比例分配，三组储能输出的无功功率根据各自逆变器参数关系按1:4:2的比例分配。系统要求在有负荷切换时可继续保持稳定，可实现对任一储能的实时投入和切除操作。
图2是三组储能中任意第i个储能的电路结构示意图，该结构内直流储能为恒压输出模式，固定直流电压为700V，储能输出经过三相逆变器后将通过LC滤波电路进行滤波，电感Lc参数设计为2mH，电容C参数设计为100uf，线路电感Lline设计为0.3mH，线路电阻Rline设计为0.0001Ω。
本实施例中提供的交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制，包括对储能的外环控制部分和内环控制部分。
图3是三组储能中任意第i个储能的外环控制部分示意图，外环控制基于传统P-f和Q-U下垂法，通过采取接入点三相相电压u及三相电流io计算出三相瞬时有功功率与三相瞬时无功功率，将两者通过低通滤波器，其中低通滤波器参数T1及T2均设置为 0.0001s，利用Q-U下垂得出三相逆变参考幅值Uref，其中三组储能的Q-U下垂系数分别为0.001666、0.0004165和0.000833，U*为311V，Umax与Umin分别为320V和300V。为消除多储能间SOC状态差异，引入基于SOC变下垂控制的频率偏移量Δf，其中设SOCb为50％，三组储能抬升系数rΔ均为2.25，下降系数
Figure GDA0003215926150000081
均为0.444444，Δf结合P-f下垂得到三相逆变参考频率fref，其中三组储能的P-f下垂系数分别为0.000088、0.0000625和0.0000733，f*为50Hz，fmax与fmin分别为50.5Hz和49.7Hz，Uref与fref经过三相交流电合成后为内环部分提供参考。
图4是三组储能中任意第i个储能的内环控制部分示意图，内环控制基于三相dq变换，dq变换的相位将通过锁相环PLL取自接入节点处的三相相电压，内环包含一个电压控制器和一个电流控制器，电压控制器是一个PI控制器，它能使输出ud和uq精确跟踪参考值
Figure GDA0003215926150000091
和
Figure GDA0003215926150000092
其中三组储能的PI参数kpu均设为1，参数kiu均设为50。电流控制器是P控制器，用于增加系统阻尼，其中三组储能的P参数kpi均设为5。经过P 控制器后的信号将进行反dq变换生成三相调制信号，调制信号缩小1000倍后与三角载波比较，得到三组上下互补的分别控制三相逆变器中三组开关管开断的PWM控制信号。
基于上述设计，本发明提供的交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制方法，具体实施包括如下步骤：
(1)在含多个储能的交流微网中，利用任意第i个储能的电池管理系统BMS实时监测记录第i个储能有功输出Pbat,i，实时计算第i个储能当前SOC状态值SOCi为
Figure GDA0003215926150000093
其中，SOCi,t＝0为储能初始SOC状态值；Ci为储能容量；Ui为储能直流侧电压；
(2)计算接入点瞬时有功功率和瞬时无功功率分别为：
Figure GDA0003215926150000094
其中，Pi为瞬时有功功率；Qi为瞬时无功功率；ud,i与uq,i分别为接入点处三相相电压dq变换的d轴分量及q轴分量；iod,i与ioq,i分别为接入点处三相电流dq变换的d轴分量及q轴分量；
(3)利用Q-U下垂法生成储能三相逆变的参考幅值
Figure GDA0003215926150000095
为
Figure GDA0003215926150000096
其中，U*为网内相电压额定幅值；Qi为接入点瞬时无功功率；
Figure GDA0003215926150000097
为无功低通滤波器；rq,i为Q-U下垂系数，设计为：
Figure GDA0003215926150000098
其中，Umax与Umin分别为网内三相相电压最大幅值和最小幅值；Qmax,i与Qmin,i分别为三相逆变器最大正无功输出和最大负无功输出；
(4)利用P-f下垂法生成储能三相逆变的频率fi为：
Figure GDA0003215926150000101
其中，f*为网内频率额定值；Pi为接入点瞬时有功功率；
Figure GDA0003215926150000102
为有功低通滤波器，rp,i为P-f下垂系数，设计为：
Figure GDA0003215926150000103
其中，fmax与fmin分别为网内频率最大值和最小值；Pmax,i与Pmin,i分别为储能可承受最大有功输出和最大有功输入；
引入基于SOC-Δf变下垂法的逆变参考频率偏移量，设置储能最优SOC状态值为SOCb，当储能SOC高于该值，偏移量Δf为：
Figure GDA0003215926150000104
其中rΔ是抬升系数，满足设计关系为
Figure GDA0003215926150000105
当储能SOC低于最优状态值，偏移量Δf为：
Figure GDA0003215926150000106
其中
Figure GDA0003215926150000107
是下降系数，满足设计关系为
Figure GDA0003215926150000108
利用fi及其偏移量Δf生成储能三相逆变的参考频率
Figure GDA0003215926150000109
为：
Figure GDA00032159261500001010
(5)利用三相逆变参考幅值
Figure GDA00032159261500001011
与三相逆变参考频率
Figure GDA00032159261500001012
采用三相交流电合成算法生成逆变参考的三相交流电
Figure GDA00032159261500001013
为：
Figure GDA00032159261500001014
其中，θ为三相交流电相位，对应三相分别为0°，120°及240°；积分时间取为整个控制策略的控制周期，即整个控制从开始到完成的时间，后文积分时间同取。
(6)利用锁相环PLL技术对接入点处的三相相电压ui进行实时锁相追踪，得到三相实时相位θabc,i；
(7)利用LC滤波电路中刚经过滤波电感的三相电流iL,i基于实时相位θabc,i进行dq变换，并取其d轴分量iLd,i与q轴分量iLq,i为：
Figure GDA0003215926150000111
其中，iLa,i,、iLb,i、iLc,i分别为iL,i对应的a、b、c相上的电流值；
同理，将逆变参考三相交流电
Figure GDA0003215926150000112
进行dq变换，得到d轴分量
Figure GDA0003215926150000113
与q轴分量
Figure GDA0003215926150000114
将母线接入点处三相相电压ui进行dq变换，得到d轴分量ud,i与q轴分量uq,i；
(8)利用
Figure GDA0003215926150000115
与ud,i取差，利用
Figure GDA0003215926150000116
与uq,i取差，两差值分别经过两个相同的PI控制器后，分别生成三相电流iL,i在dq变换中的d轴参考值
Figure GDA0003215926150000117
和q轴参考值
Figure GDA0003215926150000118
Figure GDA0003215926150000119
其中，kpu为PI控制器的比例系数；kiu为PI控制器的积分系数；
(9)利用
Figure GDA00032159261500001110
与iLd,i取差，利用
Figure GDA00032159261500001111
与iLq,i取差，两差值分别经过两个相同的P控制器后，经过反dq变换生成三相调制信号
Figure GDA00032159261500001112
为：
Figure GDA00032159261500001113
其中，kpi为P控制器的比例系数；θabc,i为PLL所锁实时相位；
将三相调制信号送入PWM信号发生器与三角载波比较，得到3组上下互补的分别控制逆变器中3组开关管开断的PWM控制信号。
在Matlab软件中采用具体实施的控制方法，模拟三组储能在交流微网孤岛情况下，共同支撑交流母线电压的情况，仿真步长为10us，结果如图5-8所示，其中在40s时切除部分网内负荷。如图5所示，三组储共同支撑的三相交流电输出稳定，波形良好，其幅值在额定值311V附近，频率在额定值50Hz附近。图6表明各储能SOC状态趋于均衡的过程，在40s时由于负荷切除使储能有功输出变少，各储能SOC变化速度变慢。图7表明各储能有功功率输出分配过程，基于下垂系数的设计可使各储能有功功率输出得到合理分配，由于受自身SOC值影响有功功率输出过程会缓慢调整，使各储能SOC 趋于均衡，各储能有功功率输出在负荷切除前后均可合理平稳分配。图8表明各储能无功功率输出分配过程，基于下垂系数的设计可使各储能无功功率输出得到合理分配，各储能无功功率输出在负荷切除前后均可合理平稳分配。
图9-10是在采用具体实施的控制方法及系统下，当有任一储能投入及被切出时对系统造成的影响，其中全程无负荷变动，两组储能在稳定运行情况下于11s投入新一组储能，于31s切除该组储能。图9表明当有新一组储能投入时，三相交流电幅值会贴近于额定值，即从313.6V下降到312.9V贴近于额定幅值311V，当有储能切出时，三相交流电幅值会远离于额定值，即从312.9V上升回313.6V远离于额定幅值311V。图10 表明当有新一组储能投入时，三相交流电频率会贴近于额定值，即从49.81Hz上升到 49.95Hz贴近于额定频率50Hz，当有储能切出时，三相交流电频率会远离于额定值，即从49.9Hz下降到49.73Hz远离于额定频率50Hz。图9-10共同表明采用本实施例所提供的控制方法可实现对任一储能的实时投入和切除，当系统内所接入的储能数量越多，系统内三相电压幅值及三相电压频率都将更贴近额定值。
图11是在具体实施的控制方法下对网内多储能整合示意图，具体包括如下步骤：
(1)整合在控制策略下网内多个储能的整体SOC状态模型SOCnet为：
Figure GDA0003215926150000121
其中，Cnet设计为：
Figure GDA0003215926150000122
SOCnet,t＝0设计为：
Figure GDA0003215926150000123
Pbat,net设计为：
Figure GDA0003215926150000124
其中，上式整合过程n为一个网内全体储能数量；且设全体储能直流侧电压相等，即U＝U1＝U2＝…＝Un；
(2)整合在控制策略下网内母线频率变化状态模型fnet为：
Figure GDA0003215926150000131
其中，rp,net满足设计关系为：
Figure GDA0003215926150000132
(3)整合在控制策略下网内相电压幅值变化状态模型Unet为：
Unet＝U*-rq,net*Qnet
其中，Qnet设计为：
Figure GDA0003215926150000133
rq,net满足设计关系为：
Figure GDA0003215926150000134
(4)网内其他微源均采用从机式控制作为功率源为网区提供功率支持，利用fnet调控网内任意第j个微源有功功率输出
Figure GDA0003215926150000135
为：
Figure GDA0003215926150000136
其中，其它微源指光伏和风机；fnet为整合的网内母线频率变化状态模型值；fH为网内高频率阈值；Pmax,j为该微源最大有功输出；rgenp,j为该微源有功调控系数，设计为：
Figure GDA0003215926150000137
其中，fmax为网内频率最大值；
(5)利用Unet可调控网内任意第j个微源无功功率输出为：
Figure GDA0003215926150000138
其中，Unet为整合的网内相电压幅值变化状态模型值；UL和UH分别为网内相电压低幅值阈值和相电压高幅值阈值；Qmax,j和Qmin,j分别为该微源逆变器最大正无功输出和最大负无功输出；rgenΔq,j和
Figure GDA0003215926150000139
均为该微源无功调控系数，设计为：
Figure GDA0003215926150000141
其中，Umin为网内相电压最大幅值；Umax为网内相电压最小幅值。
上面结合附图对本发明的进行相关说明，但是本发明并不局限于上述的实施方式，本领域技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出更多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (5)

1.一种交流微网孤岛模式下的分散式储能SOC控制及整合方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤(1)：在含多个储能的交流微网中，利用储能的电池管理系统BMS实时监测记录储能输出功率，实时更新计算当前储能SOC状态值；
步骤(2)：在交流微网孤岛模式下，利用P-f下垂法和Q-U下垂法实现分散式储能控制，使多个储能共同支撑交流母线电压、共同参与母线电压调幅调频，任一储能都能够随时投切且彼此之间无需通信；
步骤(3)：在分散式控制中引入基于SOC-Δf变下垂法的逆变参考频率偏移量，使多储能间SOC状态快速趋于平衡；
步骤(4)：整合网内多个储能在分散式控制策略下的整体模型，并利用模型进行网内源-储协同控制，合理调控网内微源输出功率；具体包括：
(4.1)整合在控制策略下网内多个储能的整体SOC状态模型SOCnet为：
Figure FDA0003215926140000011
其中，Cnet设计为：
Figure FDA0003215926140000012
SOCnet,t＝0设计为：
Figure FDA0003215926140000013
Pbat,net设计为：
Figure FDA0003215926140000014
其中，上式整合过程n为一个网内全体储能数量；且设全体储能直流侧电压相等，即U＝U1＝U2＝…＝Un；
(4.2)整合在控制策略下网内母线频率变化状态模型fnet为：
Figure FDA0003215926140000015
其中，rp,net满足设计关系为：
Figure FDA0003215926140000016
(4.3)整合在控制策略下网内相电压幅值变化状态模型Unet为：
Unet＝U*-rq,net*Qnet
其中，Qnet设计为：
Figure FDA0003215926140000021
rq,net满足设计关系为：
Figure FDA0003215926140000022
(4.4)网内其他微源均采用从机式控制作为功率源为网区提供功率支持，利用fnet调控网内任意第j个微源有功功率输出
Figure FDA0003215926140000023
为：
Figure FDA0003215926140000024
其中，其它微源指光伏和风机；fnet为整合的网内母线频率变化状态模型值；fH为网内高频率阈值；Pmax,j为该微源最大有功输出；rgenp,j为该微源有功调控系数，设计为：
Figure FDA0003215926140000025
其中，fmax为网内频率最大值；
(4.5)利用Unet可调控网内任意第j个微源无功功率输出为：
Figure FDA0003215926140000026
其中，Unet为整合的网内相电压幅值变化状态模型值；UL和UH分别为网内相电压低幅值阈值和相电压高幅值阈值；Qmax,j和Qmin,j分别为该微源逆变器最大正无功输出和最大负无功输出；rgenΔq,j和
Figure FDA0003215926140000028
均为该微源无功调控系数，设计为：
Figure FDA0003215926140000027
其中，Umin为网内相电压最大幅值；Umax为网内相电压最小幅值。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，针对每一个储能的SOC控制，均包括外环控制部分和内环控制部分：
其中，外环控制部分基于传统P-f下垂法和Q-U下垂法：通过采样接入点三相相电压u及三相电流io计算出三相瞬时有功功率与三相瞬时无功功率，将两者通过低通滤波器，利用Q-U下垂得出三相逆变参考幅值Uref；为消除多储能之间的SOC状态差异，引入频率偏移量Δf，将Δf结合P-f下垂得到三相逆变参考频率fref，Uref与fref经过三相交流电合成后为内环部分提供参考；
内环控制部分基于三相dq变换，dq变换的相位取自接入节点处的三相相电压；内环包含一个电压控制器和一个电流控制器，电压控制器是一个PI控制器，能使输出ud和uq精确跟踪参考值
Figure FDA0003215926140000031
和
Figure FDA0003215926140000032
电流控制器是P控制器，用于增加系统阻尼；经过P控制器后的信号将进行反dq变换生成三相调制信号，调制信号倍缩后与三角载波比较，得到三组上下互补的分别控制三相逆变器中开关管开断的PWM控制信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(1)具体包括：
(1.1)利用任意第i个储能的电池管理系统BMS，实时监测记录第i个储能有功输出Pbat,i，实时计算第i个储能的当前SOC状态值SOCi为：
Figure FDA0003215926140000033
其中，SOCi,t＝0为储能初始SOC状态值；Ci为储能容量；Ui为储能直流侧电压；
(1.2)计算接入点瞬时有功功率和瞬时无功功率分别为：
Figure FDA0003215926140000034
其中，Pi为瞬时有功功率；Qi为瞬时无功功率；ud,i与uq,i分别为接入点处三相相电压dq变换的d轴分量及q轴分量；iod,i与ioq,i分别为接入点处三相电流dq变换的d轴分量及q轴分量。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(2)具体包括：
(2.1)利用Q-U下垂法生成储能三相逆变的参考幅值
Figure FDA0003215926140000035
为：
Figure FDA0003215926140000036
其中，U*为网内相电压额定幅值；Qi为接入点瞬时无功功率；
Figure FDA0003215926140000037
为无功低通滤波器；rq,i为Q-U下垂系数，设计为：
Figure FDA0003215926140000038
其中，Umax与Umin分别为网内三相相电压最大幅值和最小幅值；Qmax,i与Qmin,i分别为三相逆变器最大正无功输出和最大负无功输出；
(2.2)利用P-f下垂法生成储能三相逆变的参考频率
Figure FDA0003215926140000041
为：
Figure FDA0003215926140000042
其中，f*为网内频率额定值；Pi为接入点瞬时有功功率；
Figure FDA0003215926140000043
为有功低通滤波器，rp,i为P-f下垂系数，设计为：
Figure FDA0003215926140000044
其中，fmax与fmin分别为网内频率最大值和最小值；Pmax,i与Pmin,i分别为储能可承受最大有功输出和最大有功输入；
(2.3)将三相逆变参考幅值
Figure FDA0003215926140000045
与三相逆变参考频率
Figure FDA0003215926140000046
采用三相交流电合成算法合成逆变参考的三相交流电
Figure FDA0003215926140000047
为：
Figure FDA0003215926140000048
其中，θ为三相交流电相位，对应三相分别为0°、120°及240°；积分时间取为整个控制策略的控制周期，即整个控制从开始到完成的时间；
(2.4)利用锁相环PLL技术对接入点处的三相相电压ui进行实时锁相追踪，得到三相实时相位θabc,i；
(2.5)利用LC滤波电路中刚经过滤波电感的三相电流iL,i基于实时相位θabc,i进行dq变换，并取其d轴分量iLd,i与q轴分量iLq,i为：
Figure FDA0003215926140000049
其中，iLa,i,、iLb,i、iLc,i分别为iL,i对应的a、b、c相上的电流值；
同理，将逆变参考三相交流电
Figure FDA00032159261400000410
进行dq变换，得到d轴分量
Figure FDA00032159261400000411
与q轴分量
Figure FDA00032159261400000412
将母线接入点处三相相电压ui进行dq变换，得到d轴分量ud,i与q轴分量uq,i；
(2.6)利用
Figure FDA00032159261400000413
与ud,i取差，利用
Figure FDA00032159261400000414
与uq,i取差，两差值分别经过两个相同的PI控制器后，分别生成三相电流iL,i在dq变换中的d轴参考值
Figure FDA00032159261400000415
和q轴参考值
Figure FDA00032159261400000416
Figure FDA00032159261400000417
其中，kpu为PI控制器的比例系数；kiu为PI控制器的积分系数；
(2.7)利用
Figure FDA0003215926140000051
与iLd,i取差，利用
Figure FDA0003215926140000052
与iLq,i取差，两差值分别经过两个相同的P控制器后，经过反dq变换生成三相调制信号
Figure FDA0003215926140000053
为：
Figure FDA0003215926140000054
其中，kpi为P控制器的比例系数；θabc,i为PLL所锁实时相位；
(2.8)将三相调制信号
Figure FDA0003215926140000055
倍缩后与三角载波比较,得到三组上下互补的分别控制逆变器中三组开关管开断的PWM控制信号。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤(3)具体包括：
(3.1)引入基于SOC-Δf变下垂法的逆变参考频率偏移量，设置储能最优SOC状态值为SOCb；当储能SOC高于该值，偏移量Δf为：
Figure FDA0003215926140000056
其中，rΔ是抬升系数，同时满足设计关系为：
Figure FDA0003215926140000057
(3.2)当储能SOC低于最优状态值，偏移量Δf为：
Figure FDA0003215926140000058
其中，
Figure FDA00032159261400000512
是下降系数，同时满足设计关系为：
Figure FDA0003215926140000059
(3.3)经过改进后的储能三相逆变参考频率
Figure FDA00032159261400000510
为：
Figure FDA00032159261400000511
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