CN1118157C - 信道信号发送设备、接收设备及其方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于CDMA通信系统中的接收器的用来迅速实现接收信号的初始获取和帧同步的设备。为此，基站将用于导频信道的扩频序列与对于一个短周期的序列和对于这个序列的一个周期保持相同值但在一个短序列周期的边界上具有不同值的同步模式相乘。移动台首先计算短周期的扩频序列和相关值，以实现初始获取，并且对在一个短扩频序列周期的边界附近上的N码片的时间间隔进行解扩，以检测所乘的模式，从而获取数据帧的同步。

Description

信道信号发送设备、接收设备及其方法
                    技术领域
本发明一般涉及扩频通信系统，和更具体地说，本发明涉及利用用于移动台的扩频码实现初始获取和帧同步的设备和方法。
                    背景技术
图1显示了基站的IS-95前向链路，它用来在码分多址(CDMA)的移动通信系统中将信道信号发送到移动台中。正如图中所示的，在CDMA移动通信系统中，前向链路包括一个导频信道、一个同步信道和一个寻呼信道。尽管并没有在图中画出，前向链路还包括一个用来发送用户的话音和数据的业务信道。
参考图1，导频信道发生器110生成用于导频信道的均由“1”组成的导频信号，乘法器114将导频信号与正交码W0相乘，以对导频信号正交扩频。这里，专用的沃尔什(Walsh)码用作正交码W0。乘法器115将从乘法器114输出的导频信道信号与PN(伪噪声)序列相乘，以对导频信道信号进行扩频。
关于同步信道发生器120的结构，编码速率R＝1/2和约束长度K＝9的卷积编码器可以用作编码器121。重复器122重复从编码器121输出的同步符号N次(N＝2)。为了防止突发错误，交织器123交织从重复器122输出的符号。块交织器通常用作交织器123。乘法器124将同步信道信号与指定给同步信道的专用正交码相乘，以对同步信道信号正交扩频。同步信道输出基站的位置信息、标准时间信息和长码信息，并且还输出用于在基站和移动台之间的系统同步的信息。正如上面所陈述的，同步信道发生器120编码输入的同步信道信号，并且将编码的同步信道信号与可用Walsh码中指定给同步信道的特定Walsh码Wsync相乘，以对同步信道信号正交扩频。乘法器125将从乘法器124输出的同步信道信号与PN序列相乘，以对同步信道信号进行扩频。
关于寻呼信道发生器130，编码器131编码输入的寻呼信道信号。R＝1/2和K＝9的卷积编码器可以用作编码器131。重复器132重复从编码器131输出的符号N次(N＝1或2)。为了防止突发错误，交织器133交织从重复器132输出的符号。块交织器通常用作交织器133。长码发生器141生成作为用户标识码的长码。抽选器(decimator)142抽选长码，以便使长码的速率与从交织器133输出的符号的速率相匹配。异或门143对从交织器133输出的编码的寻呼信号和从抽选器142输出的长码进行异或运算，以对寻呼信号加扰。乘法器134将从异或门143输出的加扰寻呼信号与指定给寻呼信道的正交码Wp相乘，以保持与其它信道信号之间的相互正交性。乘法器135将从乘法器134输出的寻呼信道信号与PN序列相乘，以对寻呼信道信号进行扩频。
如上所述，各个信道的正交扩频发送信号与PN序列相乘，以便得到扩频，并且被上变换(up-convert)成RF(射频)信号以便发送出去。在IS-95标准中，扩频是通过使用两个对于I和Q分量来说不同的PN序列来完成的。这里所用的PN序列具有32,768的周期。
在图1的前向链路结构中，导频信道并不承载数据，并且用周期为32,768的PN序列对其值均为“1”的信号进行扩频以便发送。在具有1.2288Mcps(码片/秒)码片率的系统中，一个PN序列周期对应于26.7ms(80/3毫秒)。一旦电源接通，为了获得与基站的同步，在移动台中的接收器变换在图1所示的前向链路上的导频信道信号。
图2显示了在移动台中的接收器，它接收来自基站的前向链路信道信号。
参考图2，RF接收器212接收基站发送的RF信号，然后将接收的RF信号下变换(down-convert)成基带信号。模拟/数字(A/D)转换器214将从RF接收器212输出的基带信号转换成数字化数据。为了使移动台与基站同步，搜索器222获取出自前向信道信号的导频信道信号。N个指状部件(finger)231-23N解扩相应的前向信道信号，以便检测信道信号之间的相关值。组合器226将各个指状部件231-23N的输出信号组合在一起。
如图2所示，移动台的接收器包括搜索器222、N个指状部件231-23N和组合器226。导频信号的获取是由搜索器222来完成的。
图3显示了基站发送的前向导频信号的时序图，其中假定业务信道的帧偏移为0。
参考图3，参考标号311表示基站的80ms边界，它是根据全球定位系统(GPS)的两秒边界确定出来的。参考标号313表示基站的导频偏移。参考标号315表示在80ms中三个扩频序列周期的边界，从中可以清楚地看到，一个扩频序列周期为26.7ms(＝80/3ms)。这里，假定扩频序列是PN序列。每一个扩频序列周期与同步信道被交织的26.7ms帧边界同步。这里，80ms帧将被称为第二帧，而26.7ms帧将被称为第一帧。
参考标号317表示同步信道的80ms帧边界，同步信道的80ms帧结构显示在图4中。对于同步信道信号，由参考标号412表示的80ms帧由三个26.7ms帧组成，其中每一个都包括一个根据导频序列周期设定的同步位SOM(报文开始)。例如，在80ms周期中，将用于第一26.7ms帧周期的同步位SOM确定为“1”(或“0”)，而将用于随后的26.7ms帧的同步位SOM确定为“0”(或“1”)。因此，在80ms周期中检测其值为“1”(或“0”)的同步位SOM意味着80ms同步信道信号的检测。
参考标号319表示寻呼信道和业务信道的帧边界。对于业务信道，80ms帧由四个20ms帧组成，因此，从图3中可以看出，在80ms帧中，同步信道由三个26.7ms帧组成，而业务信道由四个20ms帧组成。
参考图3和4，现在对在基站和移动台之间实现的同步过程进行说明。基站的标准定时由从GPS的两秒边界确定出来的80ms边界311提取。基站的导频信号是通过在从GPS获得的80ms边界内的导频偏移313来偏移的。这样，通过设定这个对于各基站的每一个都各不相同的导频偏移，利用同一个序列，就能唯一地标识基站。用于前向链路的导频信道信号按由参考标号315所表示的26.7ms的周期重复下去。同步信道信号在参考标号414所表示的26.7ms的各个周期上被交织/被解交织，并且这个边界是与一个导频序列的周期同步的。因此，一旦获取导频信道信号，在IS-95移动通信系统中的移动台也能准确地获取如图4所示的用于同步信道的交织/解交织帧同步。
此后，移动台应该获取同步信道的80ms边界317。用于前向链路的同步信道在如参考标号414所表示的每个26.7ms发送同步位SOM。在第一26.7ms帧中将SOM位设定为“1”，而在随后的两个26.7ms帧中将其设定为“0”。移动台的接收器利用同步信道的SOM位变得与80ms边界同步。为了与基站同步，移动台的接收器与导频信道同步，从而接收器每一个26.7ms解调同步信道上的信号，并且采用解调的其值为“1”的SOM位来确定26.7ms帧，作为80ms边界起始点。
图1的前向链路结构和图3和4的同步过程适用于具有1.2288Mcps码片率的IS-95移动通信系统。然而，对于高速的数据发送和有效的系统设计来说，IMT-2000系统将提高码片率以便使用更宽的带宽。
可以预料，IMT-2000移动通信系统将使用比现有IS-95系统的码片率高3、6和12倍的码片率。在这里，假定IMT-2000系统的码片率提高到3.6864Mcps，为IS-95系统的码片率的三倍。在这种情况下，如果使用具有与用于现有IS-95移动通信系统的扩频序列的周期相同的周期的PN序列，那么，一个PN序列周期降低1/3倍变成80/9ms。在这种情况下，用来获取同步信道的80ms同步的过程将复杂化。尤其是，即使移动台初始获取了导频信号，但由于它并不知道26.7ms帧的边界，因此也不可能使用在1.2288Mcps窄带系统中所使用的同步获取过程。
解决这个问题的一种方法是使用具有与码片率的增加相当的周期的扩频序列。举例来说，当码片率增加三倍时，扩频序列的周期也增加三倍，以便保持一个扩频序列周期为26.7ms。然而，PN序列的长度增加三倍将引起移动台的初始获取时间增加。
因此，当码片率提高到超出现有IS-95系统的码片率时，就需要一种新的初始同步方法。
                      发明内容
本发明的一个目的是提供一种用来在扩频通信系统中迅速实现接收信号的初始获取和帧同步的设备和方法。
本发明的另一个目的是提供一种用来在用于CDMA通信系统的接收器中在扩频过程中使用具有相同帧边界的扩频序列迅速实现接收信号的初始获取和帧同步的设备和方法。
根据本发明的一个目的，本发明提供了用于CDMA通信系统中的基站的用来发送信道信号的设备。该信号包括：其值是第二码片率数倍的第一码片率、带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔的第一帧、和其帧长度是第一帧的长度数倍的第二帧。该设备使接收器能够让具有第一码片率的扩频序列与第一帧同步。该设备包括：扩频序列发生器，用来生成具有第一码片率的扩频序列；同步模式发生器，用来生成同步模式，这个同步模式用来通过在第一帧的边界上改变具有第一码片率的扩频序列的模式来区分第一帧；和扩频器，用来利用具有第一码片率的扩频码和同步模式生成同步扩频码，并且用这个同步扩频码对发送信号进行扩频。
另外，本发明还提供了在CDMA通信系统中的移动台中用来接收信道信号的设备。接收信号包括：其值是第二码片率数倍的第一码片率、具有第二码片率的第一帧、和其帧长度是第一帧的长度数倍的第二帧。该设备利用具有第一码片率的、在第一帧时间间隔内具有相同符号和在接下来的各第一帧时间间隔内具有不同符号的扩频码接收扩频信号。该设备包括：解扩器，用来利用具有第一码片率的扩频序列解扩扩频信号；正交解调器，用来从解扩信号中正交地解调导频信道信号；判定器，用来检查导频信道信号，以判断导频信道信号是否已经改变符号，并且根据导频信道信号的符号改变的检测，判定第一帧的边界；和同步信道接收器，用来根据判定器的输出确定用于同步信道的第一帧的边界，并且检测在第一帧中的预定位置上的同步位，以获取与第二帧的同步。
                      附图说明
通过结合其中相同参考标号表示相同部分的附图对本发明进行的如下详细说明，本发明的上述和其它目的、特征和优点将更加清楚。在附图中：
图1是显示传统CDMA通信系统的前向链路结构的示意图；
图2是用于传统CDMA通信系统的接收器；
图3是用于传统CDMA通信系统的基站的时序图；
图4是显示在同步信道上的SOM位的示意图；
图5A和5B是分别显示根据本发明一个实施例的导频信道结构和扩频序列结构的示意图；
图6是显示根据本发明一个实施例接收器如何计算判定变量的示意图；
图7是显示根据本发明一个实施例在移动台中利用导频信号计算判定变量的接收器的示意图；
图8是在图7的移动台接收器中的定时控制器的时序图；和
图9是显示根据本发明的另一个实施例、当同步信道的交织尺寸被扩展时基站发送的信号的格式的示意图。
具体实施方式下面将参照附图对本发明的优选实施例进行说明。在如下的说明中，对那些众所周知的功能或结构不再作详细说明，因为它们会使本发明淹没在无谓的细节中显得模糊不清。
尽管码片率提高了，但为了迅速地获取同步，所述及的CDMA通信系统使用具有与IS-95系统中所使用的扩频序列相同长度的扩频序列。
为此，根据本发明第一个实施例的基站将扩频序列与同步模式相乘。这里，扩频序列具有与在IS-95通信系统中所使用的扩频序列的周期相同的周期，并且具有提高了的码片率。同步模式使具有提高了的码片率的扩频序列在一个26.7ms时间间隔内保持相同值，而在接下来的26.7ms时间间隔内保持不同值，即，对于26.7ms时间间隔保持相同值，而在这个26.7ms时间间隔的边界上保持不同值。然后，移动台首先计算与扩频序列的相关值以实现初始获取，解扩在一个扩频序列周期的边界附近的一个N码片时间间隔，并且检测在26.7ms边界上发生变化的同步模式，以获取帧同步。
根据本发明第二个实施例，基站将扩频序列与同步模式相乘。这里，扩频序列具有与在IS-95通信系统中所使用的扩频序列的周期相等的周期，并且具有提高了的码片率。同步模式使具有提高了的码片率的扩频序列对于一个80ms时间间隔保持相同值，而对于接下来的80ms时间间隔保持不同值，即，对于80ms时间间隔保持相同值，而在这个80ms时间间隔的边界上保持不同值。然后，移动台首先计算与具有提高了的码片率的扩频序列的相关值，以实现初始获取，解扩在一个扩频序列周期的边界附近的一个N码片的时间间隔，并且检测在80ms边界上发生变化的同步模式，以获取帧同步。
在前向链路上从基站发送的导频信道如图5A所示地构成，在导频信道上的信号如图5B所示地在各26.7ms帧周期上翻转。
现在利用其中码片率为3.6864Mcps的例子对一个实施例进行说明。因此，在这个实施例中，PN序列周期是215(＝32768)码片。假定在这个实施例中一个PN序列周期是8.89ms(80/9ms)，此值是现有PN序列周期的1/3。这意味着这个实施例的带宽是现有IS-95移动通信系统的带宽的3倍。
根据本发明一个实施例的扩频序列是通过将短周期的PN序列与用于帧同步的同步模式相乘生成的，这个同步模式具有其值是PN序列的短周期数倍的时间周期。具有26.7ms周期的PN序列被称为第一码片率扩频序列，和具有8.89ms周期的PN序列被移为第二码片率扩频序列。同步模式对于第一码片率扩频序列的一个周期(＝8.89ms)保持相同值，但可以在PN序列的边界上发生变化。在这个实施例中，这个将与具有第一码片率的扩频序列相乘的同步模式对于3个具有第一码片率的PN序列周期(＝26.7ms)保持相同值。然而，同步模式值在同步信道被交织的26.7ms帧边界上从“+1”翻转成“-1”或从“-1”翻转成“+1”。这样的具有第一码片率的扩频序列用于导频信道、同步信道、寻呼信道和业务信道。
在此实施例中，26.7ms帧被称为第一周期帧，而80ms帧被称为第二周期帧。
图5A显示了根据本发明的一个实施例的基站发送器。参照图5A，将对导频信道发生器、同步信道发生器和寻呼信道发生器的结构进行说明。
关于导频信道发生器，在导频信道上的信号要么都是“1”(壹)要么都是“0”(零)。乘法器114将导频信号与正交码W0相乘，以对导频信号进行正交扩频。
关于同步信道发生器，编码器121编码1.2Kbps的同步信道数据输入。R＝1/3和K＝9的卷积编码器可以用作编码器121。因此，从编码器121输出的编码数据的符号率变成3.6Ksps(符号/秒)。重复器122重复从编码器121输出的同步符号N次(N＝2)。此时，从重复器122输出的数据的符号率变成7.2Ksps。为了防止突发错误，交织器123交织从重复器122输出的符号。块交织器可以用作交织器123。信号转换器(或信号映射器)126将从交织器123输出的逻辑“0”和“1”的符号数据分别转换成电平“+1”和“-1”，然后将电平转换的数据多路分解成I和Q分量。乘法器124将从信号转换器126输出的I和Q分量的同步信道信号与指定给同步信道的特定正交码Wsync相乘，以对同步信道信号正交扩频。同步信道输出基站的位置信息、标准时间信息和长码信息，并且还输出用于在基站和移动台之间的系统同步的信息。如上所述，同步信道发生器编码输入的同步信道信号，并且将编码的同步信道信号与可用Walsh码中指定给同步信道的特定Walsh码相乘，以对同步信道信号正交扩频。
关于寻呼信道发生器，编码器131编码9.6或4.8Kbps的寻呼信道信号输入。R＝1/3和K＝9的卷积编码器可以用作编码器131。因此，从编码器131输出的符号的速率变成28.8Ksps或14.4Ksps。重复器132重复从编码器131输出的符号N次(N＝1或2)。具体地讲，重复器132并不重复其符号率为28.8Ksps的符号，而重复其符号率为14.4Ksps的符号一次，以便以28.8Ksps的符号率输出符号。为了防止突发错误，交织器133交织从重复器132输出的符号。块交织器通常用作交织器133。长码发生器141生成用作用户标识码的长码。抽选器142抽选长码，以便使长码的速率与从交织器133生成的符号率相匹配。异或门143对从交织器133输出的编码的寻呼信号和从抽选器142输出的长码进行异或运算，以对寻呼信号进行加扰。信号转换器(或信号映射器)136将从异或门143输出的逻辑“0”和“1”的符号数据分别转换成电平“+1”和“-1”，然后将电平转换的数据多路分解成I和Q分量。乘法器134将用于从信号转换器136输出的I和Q分量的加扰寻呼信号与指定给寻呼信道的正交码Wp相乘，以对寻呼信号正交扩频。
各个信道的正交扩频发送信号与同步扩频码SS相乘，以便得到扩频，并且被升频转换成RF信号，以便发送出去。
下面对生成同步扩频码SS的工作过程进行说明。同步模式发生器511生成如图5B的参考标号521所表示的在具有第一帧周期26.7ms的各个周期上从“+1”翻转成“-1”或从“-1”翻转成“+1”的同步模式P(t)。PN序列发生器513生成用来扩频的具有第一码片率的PN序列。这里，假定PN序列包括两个用于I和Q的不同的PN序列，并且PN序列的码片数是32,768(＝215)。乘法器515将从同步模式发生器511输出的同步模式P(t)与从PN序列发生器513输出的PN序列相乘，以生成同步扩频码SS。同步扩频码SS同时施加到乘法器115、125和135中。这里，同步扩频码SS是通过将同步模式与PN序列相乘而获得的具有第一码片率的扩频码。
乘法器115将从乘法器114输出的导频信道信号与同步扩频码SS相乘，以对导频信道信号进行扩频。乘法器125将从乘法器124输出的同步信道信号与同步扩频码SS相乘，以对同步信道信号进行扩频。乘法器135将从乘法器134输出的寻呼信道信号与同步扩频码SS相乘，以对寻呼信道信号进行扩频。
现在，参照图5A和5B对导频信道发生器的工作过程进行说明。由均为“1”组成导频信道信号在乘法器114中与用于导频信道的正交码W0相乘，以被正交扩频。扩频的导频信道信号在乘法器115中与同步扩频码SS再次相乘，在扩频之后被发送出去。同步扩频码SS是从用来将参考标号521所表示的同步模式P(t)与具有周期为32,768的第一码片率的PN序列相乘的乘法器515中生成的。正如参考标号521所表示的，同步模式P(t)在同步信道上的数据被交织的帧边界上以26.7ms周期翻转。并且，在乘法器115中被同步扩频码SS所乘的扩频的导频信道信号具有扩充带宽，使得，正如参考标号523所表示的，在第一周期26.7ms的帧时间间隔内可以发送3个具有第一码片率的扩频序列，并且同步扩频码SS以第一帧周期26.7ms翻转。
一旦电源接通，移动台的接收器接收从基站发送的如参考标号523所表示的导频信道信号，并且实现具有第一码片率的PN序列的获取。假定图5B所使用的正交码是其值均为“0”的Walsh码。按照与传统获取方法相同的方式，具有第一码片率的PN序列是通过计算接收信号和局部生成的PN序列之间的相关值以检测具有更高相关值的位置来获得的。在现有IS-95移动通信系统中，由于一个PN序列周期与同步信道被交织的26.7ms帧相一致，因此，通过使用SOM位，同步信道按照原来的样子被解调，以便获取作为80ms同步帧的第二帧的同步。然而，当码片率高出三倍时，如果具有第二码片率的PN序列被用在IS-95系统中，那么具有第一码片率的PN序列的一个周期要短于26.7ms，这个数值是同步信道被交织的帧的长度。
因此，在这个实施例中，在PN序列获取之后，有必要在解调同步信道之前校对同步信道上的数据被交织的、具有第二码片率的同步信道帧的26.7ms边界。为此，利用同步模式P(t)的一个特性。在该实施例中，正如图5A和5B所示的，生成的同步模式翻转，以与具有第一周期26.7ms的帧边界同步。
图6显示了在同步模式被翻转的位置上的导频信道。在图6中，假定用来扩频的正交码是其值均为“0”的Walsh码。
参照图6，被具有第一码片率的扩频序列所乘的同步模式P(t)从“-1”翻转成“+1”。当具有第一码片率的扩频序列是PN时，导频信道在翻转之前是-PN，而在翻转之后变成PN。这里，当在PN翻转之前解扩N1码片的结果是Xn-1，而在PN翻转之后解扩N2码片的结果是Xn时，判定变量Zn通过
Zn＝|Xn-Xn-1|2     …(1)计算出来。
判定变量Zn在同步信道被交织的26.7ms边界上具有较高的值，而在其他地方具有接近零的值。通过使用用于解扩时间间隔N1和N2的相同值，有可能利用更正交的特征检测到帧边界。
有几种根据判定变量Zn检测26.7ms帧的方法。在一种方法中，判定变量Zn在具有第一码片周期8.89ms的扩频序列的每个周期上被计算出来的。当超过一个阈值时，计算的判定变量被确定为同步信道被交织的帧的边界。在另一种方法中，判定变量每隔8.89ms就被计算一次，对所有假设的判定变量进行相互比较，以确定具有最高值的位置作为同步信道被交织的帧边界。
在确定了关于同步信道的26.7ms帧边界之后，移动台的接收器在第一帧26.7ms的各个周期上交织并解码在同步信道上的信号，以检测同步信道的SOM位。接收器的定时是通过从同步信道的SOM位中检测同位信道的80ms边界来与80ms边界对准的。这个过程与现有IS-95系统中的过程相同。
图7显示了根据本发明的一个实施例的用于移动台的接收器，它获取具有第一码片率的扩频序列，然后检测在同步信道上的第一帧的边界。
参照图7，乘法器612将接收信号与具有第一码片率的扩频序列相乘，以解扩接收信号。乘法器614将从乘法器612输出的PN解扩信号与用于导频信道的正交码Wo相乘，以正交地解调PN解扩信号。因此，从乘法器614输出的信号是一个PN解扩的、正交解调的导频信道信号。
定时控制器616生成表示26.7ms(此值是以第一码片率的具有8.89ms帧周期的扩频序列的三个周期)边界的信号S1、和表示从N1码片的开始持续到N2码片的结束这段解扩时间间隔的信号S2。图8是从定时控制器616输出的控制信号的时序图。在图8中，参考标号731表示具有26.7ms帧周期的同步信道的边界，和如参考标号733所表示的信号S1是在26.7ms帧的各个周期上在扩频序列的边界上生成的PN边界信号。参考标号735表示同步模式发生器618响应信号S1所生成的同步模式P′(t)，和参考标号737表示在具有第一码片率的扩频序列的8.89ms帧边界上、在从N1码片的开始端被触发直到N2码片的结束期间激活的以信号S1为中心的信号S2。信号S2的激活时间间隔变成解扩导频信号在上面被积分的时间周期。
如上所述，同步模式发生器618响应于定时控制器616所生成的S1信号来生成同步模式P′(t)。乘法器620将从乘法器614输出的导频信道信号与从同步模式发生器618生成的同步模式相乘。累加器622响应于定时控制器616生成的S2信号，对从乘法器620输出的信号积分。平方器624对从累加器622输出的积分信号求平方，将积分信号转换成能量信号。
参照图7和8，接收器用第一扩频序列和用于导频信道的Walsh码解扩接收信号，然后将解扩信号与从同步模式发生器618输出的、在第一扩频序列的每个周期上从“+1”翻转成“-1”或从“-1”翻转成“+1”的同步模式P′(t)相乘。与同步模式P′(t)相乘的解扩信号由累加器622在积分时间间隔N(这里N＝N1+N2)上进行累加。累加信号被平方器624求平方，以计算出其值等于判定变量Zn的能量值。定时控制器616生成表示26.7ms帧时间间隔的边界的S1信号、和表示从N1码片的开始端持续到N2码片的结束的解扩时间间隔的S2信号。表示解扩时间间隔的S2信号控制累加器622的累加时间间隔。并且，表示第一扩频序列的一个周期的S1信号指定了从同步模式发生器618输出的同步模式P′(t)将被翻转的位置。
现在，对根据本发明第二个实施例的帧边界搜索方法进行说明。
如上所述，根据本发明第一个实施例的帧边界搜索方法是这样一种类型的方法，在这种方法中，数据是利用其帧周期要比26.7ms帧长度短的扩频序列来发送的，并且利用同步模式来检测帧的边界。在第一个实施例中，对帧边界进行检测，同时保持同步信道被交织的26.7ms帧的边界。然而，在第二个实施例中，同步信道被交织的帧的长度被延长到80ms，并且通过SOM位方法的80ms帧的同步获取用同步模式来取代。通过降低在第一实施例中每26.7ms进行一次的频率解调，延长交织长度改善了性能。
图9显示了根据本发明第二个实施例的导频信道信号的格式。基站发送器具有与图5所示的基站发送器相同的结构。然而，在第二个实施例中，从同步模式发生器511输出的同步模式P(t)是在如参考标号921所表示的80ms的第二帧周期上被翻转的，并且PN序列发生器513所生成的PN序列具有8.89ms的帧周期。第二实施例不同于第一实施例之处在于，不需要使用SOM位就能实现关于80ms帧的同步获取。并且，在第二实施例中，对同步信道的交织可以每80ms进行一次。因此，从同步模式发生器511输出的同步模式P(t)是在如参考标号921所表示的每个80ms上翻转一次。
参照图5A和9，下面对本发明第二个实施例的工作过程进行说明。一旦电源接通，为了获取与8.89ms周期的同步，接收器获取具有第一码片率的扩频序列。此后，接收器利用同步模式获取80ms同步。因此，接收器以与第一实施例所使用的方式相同的方式工作。然而，在第二实施例中，由于九个周期32,768的扩频序列能够在如参考标号923所表示的80ms内发送出去，因此，必须检测出来九个判定变量中的最高判定变量Zn。当判定变量Zn超过一个阈值时，接收器可以声明同步获取，并且通过对可用的九个判定变量进行比较，声明具有最高判定变量的位置作为80ms帧边界。为此，接收器具有与图7所示的第一个实施例的接收器相同的结构。然而，在第二实施例中，由于有可能利用同步模式获得80ms边界，因此，定时控制器616在80ms周期上生成S1信号。此时，有可能避免通过SOM位的传统同步过程。
如上所述，在扩频通信系统中，基站将用于导频信道的扩频序列与在这个序列的一个短周期内保持相同值但在一个短周期的边界上可以改变这个值的模式相乘，并发送相乘的值。然后，移动台首先计算与短周期的扩频序列的相关值，以实现初始获取，并且解扩在一个短扩频序列周期的边界附近上的N码片时间间隔，以检测模式，以便获取数据帧的同步。
虽然已经参照本发明的某些优选实施例对本发明进行了图示和说明，但熟悉本技术的人员应该认识到，可在不背离由所附权利要求书限定的本发明宗旨和范围的前提下，对本发明进行形式和细节上的各种各样的变动。

Claims (18)

1.一种用来在码分多址通信系统中从基站发送信道信号的设备，其中，第一码片率是第二码片率的数倍，第一帧带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔，和第二帧的帧长度是第一帧的长度数倍，用于使具有第一码片率的扩频序列与第一帧保持同步，该设备包括：
扩频序列发生器，用来生成具有第一帧速率的扩频序列；
同步模式发生器，用来生成同步模式，该同步模式在第一帧的各周期翻转；和
扩频器，用来利用具有第一码片率的扩频码和同步模式生成同步扩频码，并且用这个同步扩频码对发送信号进行扩频。
2.如权利要求1所述的设备，其中，第一帧是用于同步信道的帧，而第二帧是用于寻呼信道的帧。
3.如权利要求1所述的设备，其中，信道发送设备是同步信道发送设备，而用于同步信道的第一帧包括用来获得帧同步的同步位。
4.如权利要求3所述的设备，其中，第一帧是26.7ms，而第二帧是80ms。
5.如权利要求3所述的设备，其中，第一码片率是IS-95系统的码片率的三倍。
6.一种用来在码分多址通信系统中从基站发送信道信号的设备，其中第一码片率是第二码片率的数倍，第一帧带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔，和第二帧的帧长度是第一帧的长度数倍，用于使具有第一码片率的扩频序列与第一帧保持同步，该设备包括：
扩频序列发生器。用来生成具有第一帧速率的扩频序列；
同步模式发生器，用来生成同步模式，该同步模式在第二帧的各周期翻转；和
扩频器，用来利用具有第一码片率的扩频序列和同步模式对发送信号进行扩频。
7.一种用于码分多址通信系统中的移动台的用来接收信道信号的设备，其中第一码片率是第二码片率的数倍，第一帧带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔，和第二帧的帧长度是第一帧的长度数倍，用于利用具有第一码片率的、在第一帧时间间隔内具有相同的符号而在接下来的各第一帧的时间间隔内具有不同符号的扩频码接收扩频信号，该设备包括：
解扩器，用来利用具有第一码片率的扩频序列对扩频信号进行解扩；
正交解调器，用来从解扩信号中正交地解调导频信道信号；
定时控制器，用于产生第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号表示第一帧的边界时间间隔，所述第二控制信号表示从第一控制信号的N1码片的开始持续到N2码片的结束的解扩时间间隔；
同步模式发生器，用来在产生所述第一控制信号时生成同步模式，该同步模式在第一帧的各周期翻转；
判定器，用来将正交解调的的扩频信号与同步模式相混频，通过在所述第二控制信号时间间隔期间累加混频信号判定第一帧的边界，根据判定器的输出来确定用于同步信道的第一帧的边界，并且检测关于第一帧的预定位置的同步位，以获得第二帧的同步。
8.如权利要求7所述的设备，其中，第一帧是用于同步信道的帧，而第二帧是用于寻呼信道的帧。
9.如权利要求7所述的设备，其中，同步模式在第一帧的一个时间间隔内具有相同的符号，而在接下来的各第一帧的时间间隔内具有不同的符号。
10.如权利要求9所述的设备，其中，所述信道接收设备是同步信道接收设备。
11.如权利要求9所述的设备，其中，所述判定器包括：
混频器，用来将正交解调的扩频码与同步模式相混频；
累加器，用来通过在具有第一码片率的扩频码的边界时间间隔内对边界上的所有码片进行累加，来检测相关值；和
判定设备，用来通过检查被检测的相关值来判定第一帧的边界。
12.如权利要求11所述的设备，其中，第一帧是26.7ms，而第二帧是80ms。
13.如权利要求11所述的设备，其中，第一码片率是IS-95系统的码片率的三倍。
14.一种用于码分多址通信系统中移动台的用来接收信道信号的设备，其中第一码片率是第二码片率的数倍，第一帧带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔，和第二帧的帧长度是第一帧的长度数倍，用于利用具有第一码片率的、在第一帧时间间隔内具有相同的符号而在接下来的各第一帧时间间隔上具有不同符号的扩频码接收扩频信号，该设备包括：
解扩器，用来利用具有第一码片率的扩频序列对扩频信号进行解扩；
正交解调器，用来从解扩信号中正交地解调导频信道信号；
定时控制器，用于产生第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号表示第二帧的边界时间间隔，所述第二控制信号表示从第一控制信号的N1码片的开始持续到N2码片的结束的解扩时间间隔；
同步模式发生器，用来在产生所述第一控制信号时生成同步模式，该同步模式在第二帧的各周期翻转；
判定器，用来将正交解调的的扩频信号与同步模式相混频，通过在所述第二控制信号时间间隔期间累加混频信号来判定帧的边界，根据判定器的输出来确定用于同步信道的第二帧的边界，以检测第二帧的同步。
15.一种用于码分多址通信系统中基站的用来发送信道信号的方法，其中第一码片率是第二码片率的数倍，第一帧带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔，和第二帧的帧长度是第一帧的长度数倍，用于使具有第一码片率的扩频序列与第一帧保持同步，该方法包括下列步骤：
生成具有第一码片率的扩频序列；
生成在第一帧的各周期翻转的同步模式；
通过将具有第一码片率的扩频码与同步模式相混频，生成同步扩频码；和
利用同步扩频码对发送信号进行扩频。
16.一种用于码分多址访问通信系统中基站的用来发送信道信号的方法，其中第一码片率是第二码片率的数倍，第一帧带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔，和第二帧的帧长度是第一帧的长度数倍，用于使具有第一码片率的扩频序列与第一帧保持同步，该方法包括下列步骤：
生成具有第一码片率的扩频序列；
生成在第二帧的各周期翻转的同步模式；
通过将具有第一码片率的扩频码与同步模式相混频，生成同步扩频码；和
利用同步扩频码对发送信号进行扩频。
17.一种用于码分多址通信系统中移动台的用来接收信道信号的方法，其中第一码片率是第二码片率的数倍，第一帧带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔，和第二帧的帧长度是第一帧的长度数倍，用于利用具有第一码片率的、在第一帧时间间隔上具有相同符号而在接下来的各第一帧的时间间隔上具有不同符号的扩频码接收扩频信号，所述移动台包括定时控制器，用于产生第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号表示第二帧的边界时间间隔，所述第二控制信号表示从第一控制信号的N1码片的开始持续到N2码片的结束的解扩时间间隔，该方法包括下列步骤：
利用具有第一码片率的扩频序列对扩频信号进行解扩；
从解扩信号中正交地解调导频信道信号；
生成同步模式，该同步模式在第一控制信号的各周期翻转；
将正交解调的的扩频信号与同步模式相混频，通过在所述第二控制信号时间间隔期间累加混频信号来判定第一帧的边界；和
根据产生的判定信号，确定用于同步信道的第一帧的边界，并且检测用于第一帧的预定位置的同步位，以获取第二帧的同步。
18.一种用于码分多址通信系统中移动台的用来接收信道信号的方法，其中第一码片率是第二码片率的数倍，第一帧带有具有第二码片率的扩频序列的一个时间间隔，和第二帧的帧长度是第一帧的长度数倍，用于利用具有第一码片率的、在第一帧时间间隔上具有相同符号而在接下来的各第一帧的时间间隔上具有不同符号的扩频码接收扩频信号，所述移动台包括定时控制器，用于产生第一控制信号和第二控制信号，所述第一控制信号表示第二帧的边界时间间隔，所述第二控制信号表示从第一控制信号的N1码片的开始持续到N2码片的结束的解扩时间间隔，该方法包括下列步骤：
利用具有第一码片率的扩频序列对信号进行解扩；
从解扩信号中正交地解调导频信道信号；
生成同步模式，该同步模式在第一帧的各周期翻转；
将正交解调的的扩频信号与同步模式相混频，通过在所述第二控制信号时间间隔期间累加混频信号来判定第二帧的边界；和
根据产生的判定信号，确定用于同步信道的第二帧的边界，以检测第二帧的同步。
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Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6173006B1 (en) * 1998-09-11 2001-01-09 Lg Information & Communications, Ltd. Direct sequence CDMA device and method for using the same
KR100294711B1 (ko) * 1999-03-15 2001-07-12 서평원 최적의 파일럿 심볼을 이용한 프레임 동기 방법
US7012906B1 (en) 1999-03-15 2006-03-14 Lg Information & Communications, Ltd. Pilot signals for synchronization and/or channel estimation
KR20000073917A (ko) * 1999-05-15 2000-12-05 윤종용 비동기식 부호분할다중접속 통신시스템의 동기워드 생성 및 송수신장치 및 방법
JP3296341B2 (ja) * 1999-09-20 2002-06-24 日本電気株式会社 相関器
JP3440048B2 (ja) * 2000-02-14 2003-08-25 松下電器産業株式会社 受信装置およびパイロット信号の受信方法
KR100720542B1 (ko) * 2000-02-17 2007-05-22 엘지전자 주식회사 이동 통신 단말에서 프레임 동기의 성공 여부를 검출하는 방법
US6959033B1 (en) * 2000-08-25 2005-10-25 Texas Instruments Incorporated System and method for assigning combiner channels in spread spectrum communications
DE10130686A1 (de) 2001-06-26 2003-01-02 Rohde & Schwarz Signalgenerator für ein DSSS- oder CDMA-Signal
GB2377347B (en) * 2001-07-02 2004-06-30 Ipwireless Inc Chip rate invariant detector
EP1313244B1 (en) * 2001-11-16 2016-11-02 Google, Inc. Communication device and method for communicating over a digital mobile network
US7146559B2 (en) * 2001-11-30 2006-12-05 Kabushiki Kaisha Toshiba Information terminal device
JP2003169376A (ja) * 2001-11-30 2003-06-13 Kddi Corp 移動通信端末装置
US7193982B2 (en) * 2002-01-11 2007-03-20 Cingular Wireless Ii, Llc System and method for providing flexible data rate transmission in a telecommunication system
JP3860762B2 (ja) * 2002-02-14 2006-12-20 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動通信システム、チャネル同期確立方法、及び移動局
KR100932482B1 (ko) * 2002-05-03 2009-12-17 엘지전자 주식회사 셀 또는 섹터 스위칭을 위한 프레임 전송 방법
US6973579B2 (en) * 2002-05-07 2005-12-06 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
US7158635B2 (en) * 2002-05-07 2007-01-02 Interdigital Technology Corporation Generation of user equipment identification specific scrambling code for the high speed shared control channel
CN100420313C (zh) * 2003-06-18 2008-09-17 北京邮电大学 基于联合检测联合发送技术的联合优化信号处理方法
DE102004052899B4 (de) * 2004-11-02 2011-08-18 Lantiq Deutschland GmbH, 85579 Sowohl auf sporadische als auch auf kontinuierliche Datenkommunikation ausgerichtetes OFDM-Übertragungsverfahren für ein WLAN
US8116354B2 (en) * 2008-06-13 2012-02-14 Mediatek Inc. Sync detection device and method for GNSS
US8594244B2 (en) * 2009-04-06 2013-11-26 Mediatek Inc. Data signal phase reversal correction method and system implementing the same
US8989239B2 (en) * 2010-05-10 2015-03-24 Ikanos Communications, Inc. Systems and methods for retransmission with on-line reconfiguration
US9292021B2 (en) * 2012-07-18 2016-03-22 Emerson Electric Co. Line communication with twinned HVAC units
US9106467B2 (en) 2013-11-08 2015-08-11 Intel Corporation Backchannel communications for initialization of high-speed networks
WO2016112510A1 (zh) * 2015-01-15 2016-07-21 华为技术有限公司 寻呼消息的发送、接收方法和设备
US10158458B2 (en) 2015-05-29 2018-12-18 Huawei Technologies Co., Ltd. Systems and methods for partial collision multiple access
US10903951B2 (en) * 2015-06-05 2021-01-26 Futurewei Technologies, Inc. Systems and methods for adaptive pilot allocation
US10763892B1 (en) * 2016-09-30 2020-09-01 EMC IP Holding Company LLC Managing inline data compression in storage systems
CN110138405B (zh) * 2019-04-25 2021-05-14 广州海格通信集团股份有限公司 通信装置和方法
CN113315733B (zh) * 2021-07-13 2021-11-02 中国人民解放军国防科技大学 一种时频同步方法、通信系统及存储介质

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0420025A (ja) * 1990-05-15 1992-01-23 Toshiba Corp スペクトル拡散装置
JP2797921B2 (ja) * 1993-10-04 1998-09-17 松下電器産業株式会社 拡散符号生成方式
JPH07135481A (ja) * 1993-11-09 1995-05-23 Tokyo Electric Power Co Inc:The 基準信号同期形スペクトル拡散通信方式
US5537410A (en) * 1994-09-15 1996-07-16 Oki Telecom Subsequent frame variable data rate indication method
US5883899A (en) * 1995-05-01 1999-03-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Code-rate increased compressed mode DS-CDMA systems and methods
JP3483991B2 (ja) * 1995-07-27 2004-01-06 沖電気工業株式会社 符号分割多重アクセス通信用拡散符号発生器、符号分割多重アクセス通信システム及び符号分割多重アクセス通信用拡散符号発生方法
US6356555B1 (en) * 1995-08-25 2002-03-12 Terayon Communications Systems, Inc. Apparatus and method for digital data transmission using orthogonal codes
US5978413A (en) * 1995-08-28 1999-11-02 Bender; Paul E. Method and system for processing a plurality of multiple access transmissions
CA2199098C (en) * 1996-03-06 2000-08-22 Takehiro Nakamura Cell selection scheme in cdma mobile communication system using spread codes and spread code phases
JPH1022874A (ja) * 1996-07-09 1998-01-23 Hitachi Ltd Ｃｄｍａ通信システムおよび通信方法
JP2798127B2 (ja) * 1996-07-19 1998-09-17 日本電気株式会社 送信装置およびこれを含む通信装置
JPH1056401A (ja) * 1996-08-08 1998-02-24 Oki Electric Ind Co Ltd 送受信同期回路
JP2800797B2 (ja) * 1996-08-12 1998-09-21 日本電気株式会社 スペクトル拡散通信方式
US5859843A (en) * 1996-09-11 1999-01-12 Nokia Mobile Phones Ltd. Framing technique for a multi-rate CDMA communication system
US5831978A (en) * 1996-10-18 1998-11-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Publ. Method for multiplexing of parallel information streams in a CDMA system
US5991330A (en) * 1997-06-27 1999-11-23 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Pub1) Mobile Station synchronization within a spread spectrum communication systems
KR100268361B1 (ko) * 1997-07-01 2000-10-16 정규석 코드분할다중접속 고정수신 시스템의 초기동기 방법
US6125136A (en) * 1997-12-31 2000-09-26 Sony Corporation Method and apparatus for demodulating trellis coded direct sequence spread spectrum communication signals
JP3798549B2 (ja) * 1998-03-18 2006-07-19 富士通株式会社 無線基地局のマルチビームアンテナシステム
KR100318959B1 (ko) * 1998-07-07 2002-04-22 윤종용 부호분할다중접속통신시스템의서로다른부호간의간섭을제거하는장치및방법
US6567482B1 (en) * 1999-03-05 2003-05-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for efficient synchronization in spread spectrum communications
US6480472B1 (en) * 1999-07-21 2002-11-12 Qualcomm Incorporated Mobile station supervision of the forward dedicated control channel when in the discontinuous transmission mode

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