CN111756267A - 三相全桥电路电压外环的双模糊pi控制器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，双模糊PI控制器连接在三相全桥电路上，用以采集三相全桥电路上的参数信号，实现对三相全桥电路的控制，所述双模糊PI控制器包括子模糊控制器、主模糊控制器、微分器和PI调节器，本发明解决了三相全桥电路在宽网侧交流电压和宽直流侧电压工况下，系统不能很好地自适应这两个参数变化而正常工作问题。

Description

三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相全桥电路控制器，特别涉及一种电压外环的双模糊PI控制器。

背景技术

三相全桥电路因具有高功率因数、低谐波含量、高电能利用率和能量可逆双向流动等优点，被广泛应用于新能源发电、电力传动等领域。三相全桥电路普遍采用传统的双闭环控制，即电压外环串级电流内环的双闭环控制方法，且电压外环控制器和电流内环控制器均采用PI算法，即PI调节器。在双闭环控制系统中，PI调节器的比例控制参数Kp和积分控制参数Ki往往是针对某种工况条件设计的，具体可通过数学模型整定得到，也可通过经验调试确定，但通常PI控制参数一旦确定后就不会再改变。然而三相全桥电路是一个非线性系统，系统参数具有时变性，外界参数的变化会使得系统静态工作点也发生变化。因此按照某一种工况设计的PI参数不能自适应这些变化，从而导致系统动、静态特性下降；特别是可逆三相PWM变换器处于宽范围网侧交流电压和宽范围直流侧电压的应用场境下，不能正常工作。

针对这一缺限，当前解决的方法主要有以下两种：前馈控制方法和模糊控制方法。前馈控制方法是将网侧交流电压与直流侧电压前馈到电流内环调节器的输出端构成预置占空比，从而使得电流内环调节器可工作在小信号下。然而当网侧交流电压和直流侧电压发生较大变化时，这种前馈方法形成的预置占空比会有较大的改变，从而使得系统的静态工作点发生较大变化，故对于不可变的PI参数来说，PI调节器不能控制系统得到优良的动静态性能，严重的情况下会导致系统失控。为此，第二种方法将模糊控制器引入了三相全桥电路的电压外环，从而构建模糊PI控制器，模糊PI控制器根据直流侧电压给定值与实际直流侧电压的误差及其误差变化率这两个输入量，通过模糊控制算法可以有效解决PI参数不能随工况变化而自适应调整的问题，实现了PI参数的在线校正，即当直流母线电压的范围变化时能自适应调整PI参数，从而有利于变换器在一定直流母线电压范围下的适应能力，有利于负载突变情况下直流母线的恢复；然而现有模糊PI控制器中未引入网侧交流电压的信息，致使网侧交流电压的变化不能对PI参数产生调整动作，故现有模糊PI控制器不具备宽交流电压变化范围应用的适应性。

发明内容

本发明的目的是提供一种三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，解决了三相全桥电路在宽网侧交流电压和宽直流侧电压工况下，系统不能很好地自适应这两个参数变化而正常工作问题。

本发明的目的是这样实现的：一种三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，双模糊PI控制器连接在三相全桥电路上，用以采集三相全桥电路上的参数信号，实现对三相全桥电路的控制，其特征在于，所述双模糊PI控制器包括子模糊控制器、主模糊控制器、微分器和PI调节器；

三相全桥电路的网侧交流相电压有效值变化量和直流侧电压给定值变化量作为子模糊控制器的输入量，通过所述子模糊控制器处理得到了PI调节器参数的辅助修正量；将直流侧电压给定值与直流侧电压采样值相减后得到直流侧电压误差量，所述直流侧电压误差量分成两路，一路送到PI调节器的输入端，另一路送到主模糊控制器的输入端；所述的直流侧电压误差量经微分器得到直流侧电压误差变化率，所述直流侧电压误差变化率送到主模糊控制器的另一输入端；送入主模糊控制器输入端的直流侧电压误差量和直流侧电压误差变化率经所述主模糊控制器处理得到了PI调节器参数的修正量；将PI调节器中PI参数的先前值加上由所述子模糊控制器输出的PI参数辅助修正量和由所述主模糊控制器输出的PI参数修正量，进而得到PI调节器自适应变化的比例控制参数K_p和积分控制参数K_i；PI调节器的输出量是三相全桥电路的电流给定信号。

作为本发明的进一步限定，所述主模糊控制器的输出量是PI调节器的先前比例控制参数K_p0和积分控制参数K_i0的一组修正量；子模糊控制器输出量是PI调节器的先前比例控制参数K_p0和积分控制参数K_i0的一组辅助修正量；所述PI调节器是三相全桥电路的电压外环调节器，且所述PI调节器的输出量是三相全桥电路的电流内环控制器的电流给定信号。

作为本发明的进一步限定，所述电流给定信号用以三相全桥电路的电流内环控制器的给定。

作为本发明的进一步限定，所述子模糊控制器的处理方法为：通过子模糊控制器实施量化、模糊化，并使用模糊规则推理后，再经解模糊、精确化后，得到PI调节器中PI参数的辅助修正量。

作为本发明的进一步限定，所述主模糊控制器的处理方法为：通过主模糊控制器实施量化、模糊化，并通过模糊规则推理后，再经解模糊、精确化后，得到PI调节器PI参数的修正量。

一种三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器控制方法，采用上述PI控制器，包括主模糊器控制流程和子模糊器控制流程；

所述主模糊器控制流程如下：

第1步：计算直流侧给定电压值U_dc ^*与第k次采样所得到的直流侧电压采样值U_dcs的误差量e(k)及其误差变化率Δe(k)；

第2步：分别用量化因子K_e、K_ec对电压误差e(k)及电压误差变化率Δe(k)进行量化得到E(k)、ΔE(k)；

第3步：分别对上述量化值E(k)、ΔE(k)进行模糊化；

第4步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得到输出模糊量；

第5步：对输出模糊量进行解模糊得到K_vp、K_vi；

第6步：分别用比例因子Kp1_Cofficient、Ki1_Cofficient对K_vp、K_vi实施精确化，得到PI调节器中比例控制参数K_p和积分控制参数K_i的一组修正量ΔK_p1和ΔK_i1；

所述子模糊器控制流程如下：

第1步：将采样得到网侧交流电压有效值u_{ac_rms}与额定网侧交流电压有效值u_{ac_rms0}作差得到网侧交流电压有效值变化量Δu_{ac_rms}；将直流侧电压给定值U_dc ^*与额定直流侧电压给定值U_dc0 ^*作差得到直流侧电压给定值变化量ΔU_dc ^*；

第2步：分别用量化因子K_rms、K_dc对网侧交流电压有效值变化量Δu_{ac_rms}及直流侧电压给定值变化量ΔU_dc ^*进行量化从而得到U_{ac_rms}、U_dcx；

第3步：分别对上述量化值U_{ac_rms}、U_dcx进行模糊化；

第4步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得到输出模糊量；

第5步：对输出模糊量进行解模糊化得到K_up、K_ui；

第6步：分别用比例因子Kp2_Cofficient、Ki2_Cofficient对K_up、K_ui实施精确化，得到PI调节器中比例控制参数K_p和积分控制参数K_i的一组辅助修正量ΔK_p2和ΔK_i2；

最后将PI调节器中的先前控制参数K_p0和K_i0分别加上两组修正量ΔK_p1、ΔK_i1和ΔK_p2、ΔK_i2，便得到了PI调节器中自适应变化的比例控制参数K_p和积分控制参数K_i。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

(1)本发明规避了线性PI调节器无法解决实际系统模型与理论模型的差异所导致的影响，可以通过模糊控制的灵活性自适应调整PI参数，使得控制系统能自适应工况变化后的对应模型，并具有PI控制精度高的特点；通过子模糊控制器可根据网侧交流电压有效值的变化情况和直流侧给定电压的变化情况，输出一组PI参数修正量，子模糊控制器增加了网侧交流电压的控制和直流侧电压的进一步把控，从而可使得三相全桥电路在宽网侧交流电压和更宽直流侧电压范围内均能稳定工作；

(2)本发明的效果在于结合现有的数字控制，直流侧电压通过输出调理电路，经数字芯片的AD采样得到直流侧实际电压，程序中设定的直流侧电压给定与AD采样得到直流侧实际电压作差得到直流侧电压误差信号，并经计算就可得到相应的误差变化率，从而得到主模糊控制器的输入量；网侧交流电压通过输入调理电路，经数字芯片的AD采样后通过有效值计算子程序可得到网侧电压的有效值，与初始工况下网侧电压的有效值作差便得到网侧电压有效值的变化量。网侧电压有效值的变化量和直流侧给定电压的变化量作为子模糊控制器的输入量；而电压外环PI调节器的实施已采集网侧交流电压和直流侧电压，可见双模糊PI控制器的实施无须额外的硬件电路，只需程序编程就可以实现，故本发明的方案具有低成本和高性能的优点；

(3)本发明的双模糊PI控制方法，兼备电压外环采用普通模糊PI控制器的优点，同时增加了网侧交流电压的控制和直流侧电压的进一步把控，从而可使得三相全桥电路在宽网侧交流电压和更宽直流侧电压范围内均能稳定工作；将本发明应用到伺服电机驱动系统当中，可获得优良的动、静态特性，并确保高电能质量。

附图说明

图1本发明的原理结构示意图。

图2本发明的应用电路构成示意图。

图3本发明的电流内环控制器构成示意图。

图4本发明的三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器实现流程图。

图5本发明的实施例中三相桥拓扑的二极管箝位型三相三电平PWM全桥电路图。

图6本发明的实施例中e、ec和Δk_p、Δk_i的三角隶属度函数。

图7本发明的实施例中Δu_{ac_rms}和ΔU_dc ^*三角隶属度函数。

图8(a)本发明的实施例中电压外环采用传统的PI控制器时实验波形。

图8(b)本发明的实施例中电压外环采用单模糊PI控制器时实验波形。

图9(a)本发明的实施例中电压外环采用单模糊PI控制器时实验波形。

图9(b)本发明的实施例中电压外环采用双模糊PI控制器时实验波形。

图1中的符号名称：

图2中的符号名称：

u<sub>a</sub>，u<sub>b</sub>，u<sub>c</sub>	三相网侧交流电压	i<sub>a</sub>，i<sub>b</sub>，i<sub>c</sub>	三相交流侧电流
				L<sub>s</sub>	输入电感	i<sub>q</sub><sup>*</sup>	电流环q轴电流给定
u<sub>jf</sub>(j＝a，b，c)	调理后网侧交流电压	i<sub>d</sub>，i<sub>q</sub>	d轴q轴电流分量
				i<sub>jf</sub>(j＝a，b，c)	调理交流侧电流	u<sub>α</sub>，u<sub>β</sub>	生成PWM的调制信号
u<sub>js</sub>(j＝a，b，c)	网侧交流电压采样值	T<sub>a</sub>，T<sub>b</sub>，T<sub>c</sub>	PWM脉冲控制信号
				i<sub>js</sub>(j＝a，b，c)	交流侧电流采样值	S<sub>a</sub>，S<sub>b</sub>，S<sub>c</sub>	开关管的驱动信号
U<sub>dcf</sub>	调理后直流侧电压	C<sub>d1</sub>，C<sub>d2</sub>	输出电容
				U<sub>dcs</sub>	直流侧电压采样值

其它符号与图1中同；

图3中的符号名称：

其它符号与图2中同；

图4中的符号名称：

其它符号与图1中同；

图5中的符号名称：

其它符号与图1中同；

图6中的符号名称：

NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB是主模糊控制器的模糊语言变量；

图7中的符号名称：

NB,NS,ZE,PS,PB是子模糊控制器的模糊语言变量；

图8和图9中的符号名称如图2。

具体实施方式

如图1和图2所示，本发明的三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5由以下4个部件构成：子模糊控制器1、主模糊控制器2、微分器3和PI调节器4构成。

图2为本发明的应用电路构成示意图，三相全桥电路15由网侧交流电压源(u_a,u_b,u_c)、储能电感12、三相桥拓扑13和直流侧电容14构成；数字控制器19由数字控制芯片实现，且数字控制器19由三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5、有效值计算6、坐标变换7、电流内环控制器8、AD采样通道9和PWM发生器10构成。数字控制器19与三相全桥电路15经输入采样调理电路16、输出采样调理电路18和驱动电路17构成可逆三相PWM变换器。

如图2所示，三相全桥电路15中的网侧交流电压(u_a,u_b,u_c)和网侧交流电流(i_a,i_b,i_c)经输入采样调理电路得到u_jf和i_jf(j＝a,b,c),并将之送到数字控制器19的AD采样通道9，从而得到网侧交流电压采样信号u_js(j＝a,b,c)和交流电流采样信号i_js(j＝a,b,c),其中网侧交流电压采样信号u_js经有效值计算6得到网侧交流电压有效值u_{ac_rms},再将网侧交流电压有效值u_{ac_rms}送入三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5中，而交流电流采样信号i_js(j＝a,b,c)经坐标变换7得到网侧交流电流的直轴分量电流i_d和交轴分量电流i_q，且送入电流内环控制器作为电流反馈信号；三相全桥电路15中的直流侧电压U_dc经输出采样调理电路18后得到直流侧电压反馈信号U_dcf，送到数字控制器19的AD采样通道9，从而得到直流侧电压采样信号U_dcs。直流侧电压采样信号U_dcs送到三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5中，在三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5中，由程序设定的直流侧电压给定值U_dc ^*与U_dcs作差。

在三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5中，三相全桥电路15的网侧交流电压有效值u_{ac_rms}与额定网侧交流电压有效值u_{ac_rms0}作差得到网侧交流电压有效值变化量Δu_{ac_rms}，并将其送入子模糊控制器1的一个输入端；直流侧电压给定值U_dc ^*与额定直流侧电压给定值U_dc0 ^*作差得到直流侧电压给定值变化量ΔU_dc ^*，并将其送入子模糊控制器1的另一个输入端。子模糊控制器1对输入量Δu_{ac_rms}和ΔU_dc ^*实施量化、模糊化并使用模糊规则推理后，再经解模糊、精确化得到PI调节器中先前比例控制参数K_p0和积分控制参数K_i0的一组辅助修正量ΔK_p2和ΔK_i2，即通过所述子模糊控制器1得到了PI调节器4中先前比例控制参数K_p0和积分控制参数K_i0的一组辅助修正量ΔK_p2和ΔK_i2；直流侧电压给定值U_dc ^*与直流侧电压采样值U_dcs相减后得到直流侧电压误差量e，所述直流侧电压误差量e分成两路，一路送到PI调节器4的输入端，另一路送到主模糊控制器2的输入端；所述的直流侧电压误差量e经微分器3得到直流侧电压误差变化率Δe(因采样周期是固定值，故可用Δe来表示误差率)，所述直流侧电压误差变化率Δe送到主模糊控制器2的另一输入端；送往主模糊控制器2输入端的直流侧电压误差量e和直流侧电压误差变化率e经量化、模糊化，并通过模糊规则推理、解模糊和精确化后，得到PI调节器4中先前比例控制参数K_p0和积分控制参数K_i0的一组修正量ΔK_p1和ΔK_i1；PI调节器4中的先前比例控制参数K_p0和K_i0分别加上来自所述主模糊控制器2输出的一组修正量ΔK_p1、ΔK_i1和来自所述子模糊控制器1输出的一组辅助修正量ΔK_p2、ΔK_i2后，便得到了所述PI调节器4中自适应变化的比例控制参数K_p和积分控制参数K_i；PI调节器4的输出量是三相全桥电路15的电流给定信号i_d ^*。

三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5中所述的三相全桥电路15的电流内环控制器8的电流给定信号i_d ^*，是三相全桥电路15的直轴分量电流调节器的给定信号，如图4所示，直轴分量电流调节器与交轴分量电流调节器是电流内环控制器8中的两个电流控制器，用来实现三相全桥电路15中网侧交流电流的跟踪控制。电流内环控制器8中还包括反坐标变换单元，由图2和图4见，所述的直轴分量电流调节器与交轴分量电流调节器输出的u_rd和u_rq，经图4中所述反坐标变换单元后的输出量是PWM发生器10的调制信号u_α和u_β，用来生成PWM脉冲控制信号，且调制信号u_α和u_β经PWM发生器10后生成三相全桥电路15的脉冲控制信号T_a，T_b和T_c，脉冲控制信号T_a，T_b和T_c经驱动电路后产生驱动信号S_a、S_b和S_c，驱动信号S_a、S_b和S_c用以控制三相桥拓扑13中开关管的通断。

网侧交流电压有效值变化量Δu_{ac_rms}和直流侧电压给定值变化量ΔU_dc ^*是子模糊控制器1的两个输入量。子模糊控制器1主要完成对网侧交流电压有效值变化量Δu_{ac_rms}和直流输出给定电压变化量ΔU_dc ^*的量化和模糊化，根据模糊论域查模糊控制总表，再将得到的输出模糊集解模糊、精确化，从而得到PI调节器4中比例控制参数K_p和积分控制参数K_i的一组辅助修正量ΔK_p2和ΔK_i2；主模糊控制器2主要完成直流侧电压误差量e及其误差变化率△e的量化和模糊化，根据模糊论域查模糊控制总表，再将得到的输出模糊集解模糊、精确化，从而得到PI调节器4中比例控制参数K_p和积分控制参数K_i的一组修正量ΔK_p1和ΔK_i1；PI调节器4中的当前比例控制参数K_p0和K_i0分别加上两组修正量ΔK_p1、ΔK_i1和ΔK_p2、ΔK_i2后，从而得到PI调节器4中自适应变化的比例控制参数K_p和积分控制参数K_i。

三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5可由程序编程实现，如图5所示为本发明中电压外环的双模糊PI控制算法流程。

(1)主模糊控制器2实现流程：

第1步：计算直流侧给定电压值U_dc ^*与第k次采样所得到的直流侧电压采样值U_dcs的误差量e(k)及其误差变化率Δe(k)；

第2步：分别用量化因子K_e、K_ec对电压误差e(k)及电压误差变化率Δe(k)进行量化得到E(k)、ΔE(k)；

第3步：分别对上述量化值E(k)、ΔE(k)进行模糊化；

第4步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得到输出模糊量；

第5步：对输出模糊量进行解模糊得到K_vp、K_vi；

第6步：分别用比例因子Kp1_Cofficient、Ki1_Cofficient对K_vp、K_vi实施精确化，得到PI调节器4中比例控制参数K_p和积分控制参数K_i的一组修正量ΔK_p1和ΔK_i1；

(2)子模糊控制器1实现流程：

第1步：将采样得到网侧交流电压有效值u_{ac_rms}与额定网侧交流电压有效值u_{ac_rms0}作差得到网侧交流电压有效值变化量Δu_{ac_rms}；将直流侧电压给定值U_dc ^*与额定直流侧电压给定值U_dc0 ^*作差得到直流侧电压给定值变化量ΔU_dc ^*；

第2步：分别用量化因子K_rms、K_dc对网侧交流电压有效值变化量Δu_{ac_rms}及直流侧电压给定值变化量ΔU_dc ^*进行量化从而得到U_{ac_rms}、U_dcx；

第3步：分别对上述量化值U_{ac_rms}、U_dcx进行模糊化；

第4步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得到输出模糊量；

第5步：对输出模糊量进行解模糊化得到K_up、K_ui；

第6步：分别用比例因子Kp2_Cofficient、Ki2_Cofficient对K_up、K_ui实施精确化，得到PI调节器4中比例控制参数K_p和积分控制参数K_i的一组辅助修正量ΔK_p2和ΔK_i2；

将PI调节器4中的当前控制参数K_p0和K_i0分别加上两组修正量ΔK_p1、ΔK_i1和ΔK_p2、ΔK_i2，便得到了PI调节器4中自适应变化的比例控制参数K_p和积分控制参数K_i。

下面结合具体实施例对本发明做进一步说明。

图2中的三相桥拓扑13采用二极管箝位型三相三电平全桥电路如图5：网侧交流电压200V～240V，直流侧电压650V～750V，满载功率16kW；输入滤波电感L_s＝1mH，开关频率f_s＝20kHz，直流侧滤波电容的等效容值为2950uF，图5中A、B、C三相桥臂选用Vincotech公司的FZ06NIA075SA三电平整流模块，数字控制芯片19选用TI公司DSP TMS320F28335，输出负载不妨取等效电阻负载R_L。图2中的输入采样调理电路和输出采样调理电路均采用TI公司的运放TL074构成差分电路以抑制共模噪声，驱动电路由Vishay公司的光耦V03120-X007T构成。本发明的三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器5在DSP TMS320F28335中编程实现。

针对电机驱动器电源能自适应宽交流电压和宽直流母线电压应用范围的要求，采用对电压外环采用本发明的双模糊PI控制器。

(1)主模糊控制器的设计

直流侧母线电压给定值与直流侧母线电压的误差e变化范围[-600,200]，不妨设误差的基本论域为[-600,600]，量化因子取0.005，量化后模糊论域为[-3,3]，模糊论域取值{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应模糊语言变量为7个，{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB}。

误差变化率ec基本论域为[-600,600]，量化因子取0.005，量化后模糊论域为[-3,3]，模糊论域取值{-3,-2,-1,0,1,2,3}，对应模糊语言变量为7个，{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB}。

误差e和误差变化率ec的隶属度函数取三角隶属度函数，三角隶属度函数如图6所示。

为了得到较优的实时PI控制参数，需结合人工经验和具体调试结果，按照如下准则设计模糊控制规则表：

1)当误差|e|和|ec|较大时，控制参数设计以尽快消除误差为主，此时k_p取较大值提高系统响应速度，达到快速减小误差的目的；而k_i应取较小值以防止调节过程中产生积分饱和，导致较大超调。

2)当误差|e|和|ec|适中时，可适当减小k_p值，使系统仍保持一定响应速度的情况下，降低超调；k_i也取适中值，以避免影响系统的稳定性。

3)当误差|e|和|ec|较小时，参数设计要以系统的稳定性为主，防止系统超调。此时k_pk_i均应取较大值来减小稳态误差，提高系统的稳态控制精度。

根据以上准则设计出如下Δk_p1和Δk_i1模糊语言控制规则，见表1和表2。

表1Δk_p1模糊语言控制规则

表2Δk_i1模糊语言控制规则

根据模糊控制表推理可以得到Δk_p1和Δk_i1输出的模糊语言变量，解模糊运算采用加权平均法，对论域中的每个元素x_i(i＝1,2,…,n)，其模糊化后的模糊集合的隶属度u(i)作为对应元素的加权系数，最终判决值x_o可由下式得到：

解模糊后通过比例因子精确化，便得到了PI调节器4中控制参数的一组修正量Δk_p1和Δk_i1的实际值。至此完成了主模糊控制器的设计。

(2)子模糊控制器的设计

以220V交流侧相电压有效值和700V直流侧给定电压的工况为额定工作情况，故在此基础上设计子模糊控制器输入量的论域。以220V交流侧相电压有效值为中点，若交流侧相电压有效值u_{ac_rms}的范围为[200,240]，则交流侧相电压有效值变化量Δu_{ac_rms}的基本论域为[-20,20]；若取量化因子为0.1，则模糊论域范围为[-2,2]，模糊论域取值为{-2,-1,0,1,2}，对应5个模糊语言变量为{NB,NS,ZE,PS,PB}。直流侧给定电压U_dc ^*的范围为[650,750]，若以700V为中点，则直流侧给定电压变化量ΔU_dc ^*的基本论域为[-50,50]；取量化因子为0.04，则模糊论域范围为[-2,2]，模糊论域取值{-2,-1,0,1,2}，对应5个模糊语言变量为{NB,NS,ZE,PS,PB}。Δu_{ac_rms}和ΔU_dc ^*隶属度函数均取三角隶属度函数，三角隶属度函数如图7所示。

可依据数学模型，在不同输入、输出电压的工况条件下计算、仿真和实验得到相应工况下最优的PI参数，找出PI参数跟随输入、输出电压变化而变化的趋势，从而设计出子模糊控制器输出量Δk_p2和Δk_i2的模糊规则表如表3和表4：

表3Δk_p2模糊语言控制规则

表4Δk_i2模糊语言控制规则

Δk_p2的基本论域为[-1,1]，若比例因子取0.5，则模糊论域为[-2,2]，模糊论域取值{-2,-1,0,1,2}，对应5个模糊语言变量为{NB,NS,ZE,PS,PB}。Δk_i2的基本论域为[-1,1]，若比例因子取0.5，则模糊论域为[-2,2]，模糊论域取值{-2,-1,0,1,2}，对应5个模糊语言变量为{NB,NS,ZE,PS,PB}。Δk_p2和Δk_i2三角隶属度函数同图7中输入量Δu_{ac_rms}和ΔU_dc ^*的三角隶属度函数分布。根据模糊控制表推理可以得到Δk_p2和Δk_i2输出的模糊语言变量，与主模糊控制器一样，通过加权平均法解模糊，再通过比例因子精确化得到PI调节器4中控制参数的一组辅助修正量Δk_p2和Δk_i2的实际值。至此完成了子模糊控制器的设计。

令上述主模糊控制器得到的PI参数修正量Δk_p1和Δk_i1，以及上述子模糊控制器得到的PI参数辅助修正量Δk_p2和Δk_i2送入PI调节器4，分别与PI调节器PI参数的当前值k_p0和k_i0相加，从而得到更新了的PI参数k_p和k_i，如下式所示。该式中的k_p和k_i就是自适应变化的PI控制参数

在198V交流相电压和650V给定直流侧电压的条件下，三相全桥电路15的电压外环分别采用传统PI控制器和单模糊PI器(传统模糊控制器)时，突加、突卸相同负载的实验波形如图8；在242V交流相电压和750V给定直流侧电压的条件下，三相全桥电路15的电压外环采用单模糊PI控制器和双模糊PI器时，突加、突卸相同负载的实验波形如图9。其中CH1为A相电流波形，CH2为A相电网电压波形，CH3为C相电流波形，CH4为直流侧电压波形。实验结果表明：在相同负载变化下，三相全桥电路采用单模糊PI控制器较传统PI控制器具有较小的超调与跌落，和更快的响应速度；而在改变网侧交流电压和直流侧电压给定值的情况下，采用本发明的双模糊PI控制器具有最小的超调与跌落，和相对最快的响应速度，从而获得了比单模糊PI控制器更好的动、静态特性。实验结果验证了本发明的有效性，且在宽直流侧电压的工况下采用本发明的方法效果更好。

从以上的描述可知，本发明的三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，不仅能根据负载变化情况，还能根据交流电压和直流侧电压给定变化自适应地改变电压外环PI调节器的比例控制参数和积分控制参数，从而可实现宽负载、宽交流侧电压和宽直流侧电压范围内的稳定性，并获得优良的动态性能。

本发明具有以下优点：

(1)三相PWM变换器在负载动态变化的过程中可以减少直流侧电压的超调和跌落量，从而获得比传统PI控制器更快的响应速度。

(2)系统可以适应宽交流侧电压范围和宽直流侧电压范围的运行，且稳定性高，动态性能优越。

(3)本发肯的方法不仅可应用在三相PWM变换器，还可应在单相全桥PWM变换器，能实现可逆运行状态的稳定且快速的切换

(4)无额外的硬件成本开销，仅依靠程序实现，使用方便，易更改参数。

(5)对于PID调节器来说，可在本发明的基础上，只要在主模糊控制器和子模糊控制器中增加微分输出修正量和相应的辅助修正量，便可以得到双模糊PID控制器。

本发明并不局限于上述实施例，在本发明公开的技术方案的基础上，本领域的技术人员根据所公开的技术内容，不需要创造性的劳动就可以对其中的一些技术特征作出一些替换和变形，这些替换和变形均在本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，双模糊PI控制器连接在三相全桥电路上，用以采集三相全桥电路上的参数信号，实现对三相全桥电路的控制，其特征在于，所述双模糊PI控制器包括子模糊控制器、主模糊控制器、微分器和PI调节器；

三相全桥电路的网侧交流相电压有效值变化量和直流侧电压给定值变化量作为子模糊控制器的输入量，通过所述子模糊控制器处理得到了PI调节器参数的辅助修正量；将直流侧电压给定值与直流侧电压采样值相减后得到直流侧电压误差量，所述直流侧电压误差量分成两路，一路送到PI调节器的输入端，另一路送到主模糊控制器的输入端；所述的直流侧电压误差量经微分器得到直流侧电压误差变化率，所述直流侧电压误差变化率送到主模糊控制器的另一输入端；送入主模糊控制器输入端的直流侧电压误差量和直流侧电压误差变化率经所述主模糊控制器处理得到了PI调节器参数的修正量；将PI调节器中PI参数的先前值加上由所述子模糊控制器输出的PI参数辅助修正量和由所述主模糊控制器输出的PI参数修正量，进而得到PI调节器自适应变化的比例控制参数K_p和积分控制参数K_i；PI调节器的输出量是三相全桥电路的电流给定信号。

2.根据权利要求1所述的三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，其特征在于，所述主模糊控制器的输出量是PI调节器的先前比例控制参数K_p0和积分控制参数K_i0的一组修正量；子模糊控制器输出量是PI调节器的先前比例控制参数K_p0和积分控制参数K_i0的一组辅助修正量；所述PI调节器是三相全桥电路的电压外环调节器，且所述PI调节器的输出量是三相全桥电路的电流内环控制器的电流给定信号。

3.根据权利要求2中所述的三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，其特征在于，所述电流给定信号用以三相全桥电路的电流内环控制器的给定。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，其特征在于，所述子模糊控制器的处理方法为：通过子模糊控制器实施量化、模糊化，并使用模糊规则推理后，再经解模糊、精确化后，得到PI调节器中PI参数的辅助修正量。

5.根据权利要求1-3中任一项所述的三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器，其特征在于，所述主模糊控制器的处理方法为：通过主模糊控制器实施量化、模糊化，并通过模糊规则推理后，再经解模糊、精确化后，得到PI调节器PI参数的修正量。

6.一种三相全桥电路电压外环的双模糊PI控制器控制方法，采用如权利要求1-5中任一项所述PI控制器，其特征在于，包括主模糊器控制流程和子模糊器控制流程；

所述主模糊器控制流程如下：

第1步：计算直流侧给定电压值U_dc ^*与第k次采样所得到的直流侧电压采样值U_dcs的误差量e(k)及其误差变化率Δe(k)；

第2步：分别用量化因子K_e、K_ec对电压误差e(k)及电压误差变化率Δe(k)进行量化得到E(k)、ΔE(k)；

第3步：分别对上述量化值E(k)、ΔE(k)进行模糊化；

第4步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得到输出模糊量；

第5步：对输出模糊量进行解模糊得到K_vp、K_vi；

第6步：分别用比例因子Kp1_Cofficient、Ki1_Cofficient对K_vp、K_vi实施精确化，得到PI调节器中比例控制参数K_p和积分控制参数K_i的一组修正量ΔK_p1和ΔK_i1；

所述子模糊器控制流程如下：

第1步：将采样得到网侧交流电压有效值u _{ac_rms}与额定网侧交流电压有效值u _{ac_rms0}作差得到网侧交流电压有效值变化量Δu _{ac_rms}；将直流侧电压给定值U_dc ^*与额定直流侧电压给定值U_dc0 ^*作差得到直流侧电压给定值变化量ΔU_dc ^*；

第2步：分别用量化因子K_rms、K_dc对网侧交流电压有效值变化量Δu _{ac_rms}及直流侧电压给定值变化量ΔU_dc ^*进行量化从而得到U_{ac_rms}、U_dcx；

第3步：分别对上述量化值U_{ac_rms}、U_dcx进行模糊化；

第4步：根据模糊控制规则查模糊控制总表得到输出模糊量；

第5步：对输出模糊量进行解模糊化得到K_up、K_ui；

第6步：分别用比例因子Kp2_Cofficient、Ki2_Cofficient对K_up、K_ui实施精确化，得到PI调节器中比例控制参数K_p和积分控制参数K_i的一组辅助修正量ΔK_p2和ΔK_i2；

最后将PI调节器中的先前控制参数K_p0和K_i0分别加上两组修正量ΔK_p1、ΔK_i1和ΔK_p2、ΔK_i2，便得到了PI调节器中自适应变化的比例控制参数K_p和积分控制参数K_i。

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