CN111736141A - 基于循环编码阵列的雷达通信一体化设计方法 - Google Patents

基于循环编码阵列的雷达通信一体化设计方法 Download PDF

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CN111736141A CN202010571071.2A CN202010571071A CN111736141A CN 111736141 A CN111736141 A CN 111736141A CN 202010571071 A CN202010571071 A CN 202010571071A CN 111736141 A CN111736141 A CN 111736141A
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Abstract

本发明公开了一种基于循环编码阵列的雷达通信一体化设计方法。主要解决现有技术需要设计多维正交波形，求解复杂和仅支持单用户通信的问题。其方案是：产生线性调频信号；根据循环编码阵列发射信号的频率与波束照射角度之间的对应关系确定通信调制频段，并根据线性调频信号频率与时间的线性关系确定通信调制时间段；在该时间段内对线性调频信号进行连续相位调制，得到雷达通信一体化信号，并在不同时刻通过阵元间距为半波长的阵列天线发射该一体化信号；雷达接收机和通信接收机分别接收目标反射回波和发射信号，分别完成对目标距离、速度和角度的探测及通信数据解调。本发明发射单一信号，实现简单，能支持多用户通信，可用于雷达通信一体化系统。

Description

基于循环编码阵列的雷达通信一体化设计方法
技术领域
本发明属于雷达技术领域，具体涉及一种雷达通信一体化设计方法，可用于雷达通信一体化系统。
背景技术
随着电子设备越来越多，众多电子设备不仅会占据平台空间、增加平台的反射面积，不同设备之间还会产生电磁干扰，严重影响平台综合性能。因此，越来越多的电子设备例如雷达、通信设备等被集成在同一系统中，形成多功能系统以实现资源共享、提高电子设备的综合利用率。
在同时实现雷达探测与通信传输的一体化系统中，雷达需合成窄波束实现对指定空域的扫描，而通信系统一般工作在点对点通信的模式下，雷达波束照射方向与通信传输方向无法时刻保持一致，导致雷达出现探测盲区、通信实时性无法保证，只有在空域中合成一个全向覆盖的发射方向图时，才能同时实现雷达全空域探测和实时点对点通信。此外，现有的一体化设计方法大多仅支持单用户通信，调制方式单一，难以满足多个用户的通信需求。
Elie BouDaher,Aboulnasr Hassanien,Elias Aboutanios,Moeness G.Amin等人在其发表的论文“Towards a Dual-Function MIMO Radar-Communication System”(2016IEEE Radar Conference,Philadelphia,USA,2016,pp.1-6)中提出了一种基于MIMO阵列的雷达通信多功能系统设计方法。该方法在通过对MIMO阵列发射端发射多个正交信号的顺序进行变换，利用不同的信号排序携带通信信息，在空域中合成了可全向覆盖的发射方向图，同时发射信号的顺序不影响雷达接收端的信号处理。该方法存在的不足之处是，发射端需要采用多个正交信号，而正交信号设计是当前的研究难点，信号之间的非严格正交性会导致脉压后旁瓣提升，降低目标检测概率，同时该方法中一个雷达脉冲仅能够传输一个通信码元，多功能系统能达到的最大通信传输速率过低，难以适应现代高速通信传输的需求。
Aboulnasr Hassanien,Braham Himed,Brian D.Rigling等人在其发表的论文“ADual-Function MIMO Radar-Communications System Using Frequency-HoppingWaveforms”(2017 IEEE Radar Conference,Seattle,USA,2017,pp.1721-1725)中提出了一种基于MIMO阵列的雷达通信多功能系统设计方法。该方法通过对MIMO阵列发射的多个正交信号进行设计，利用跳频技术将通信信息调制在各发射信号中，在空域中合成了可全向覆盖的发射方向图。该方法存在的不足之处是，发射端依旧需要采用多个正交信号，此外，由于通信调制信息的随机性，一个相参处理周期内脉间发射信号之间的相参性受到影响，积累增益降低，影响雷达目标探测性能。
综上所述，现有的雷达通信一体化设计方法中，基于MIMO阵列的设计方法需要采用多个正交信号，设计复杂难度大，且通常需求解复杂优化问题。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术存在的缺陷，提出了一种基于循环编码阵列的雷达通信一体化设计方法，以采用单一发射信号，减小正交波形设计和求解的复杂度。
本发明的技术思路是：通过利用循环编码阵列空域发射信号的频率范围与空域照射角度之间的对应关系，在通信角度对应的发射信号频段内对线性调频信号进行连续相位调制，使其携带通信信息，生成雷达通信一体化信号；通过利用阵列天线将雷达通信一体化信号不同时的发射到空间中，在雷达接收端进行信号处理得到目标信息，在通信接收端进行解调得到通信数据。
根据上述思路，本发明的实现方案包括如下步骤：
(1)产生线性调频信号：
(1a)在线性调频信号产生器中，设置线性调频信号的中心频率f0、带宽B及脉冲宽度T，产生线性调频信号
Figure BDA0002549531640000021
(1b)根据(1a)中所设置的线性调频信号的带宽B、中心频率f0，分别得到循环编码阵列相邻阵元发射信号的时间间隔
Figure BDA0002549531640000022
和信号的波长
Figure BDA0002549531640000023
其中c表示真空中电磁波的传播速度，c＝3×108m/s；
(2)将待传输的串行通信数据进行串并转换，得到待传输的并行通信数据；
(3)利用循环编码阵列发射信号的频率范围与空域照射角度之间的对应关系，即空频调制系数γ(θ,f)，根据通信接收机相对于雷达发射机的角度θ0，确定雷达通信一体化信号的通信调制频段[fs,fe]；
(4)根据(3)中雷达通信一体化信号的通信调制频段[fs,fe]，利用线性调频信号频率与时间的对应关系，确定雷达通信一体化信号的通信调制时间段[ts,te]；
(5)在(4)所确定的通信调制时间段[ts,te]内，以(2)所确定的并行通信数据作为调制符号，对(1)产生的线性调频信号进行连续相位调制，生成雷达通信一体化信号；
(6)发射与接收信号：
(6a)根据(1b)得到的信号的波长和相邻阵元发射的时间间隔，通过阵元间距为半波长的阵列天线将(5)生成的雷达通信一体化信号在不同时刻发射到空间；
(6b)将发射波束输入到匹配滤波器作为参考信号，并利用雷达接收机接收目标反射的回波信号，利用通信接收机接收发射信号；
(7)对雷达接收机接收到的目标回波信号进行匹配滤波、动目标检测和恒虚警检测，得到经过处理的目标回波，对其进行数据测量，得到目标的距离、速度和角度，完成目标探测；
(8)解调通信数据：
(8a)对通信接收机接收到的信号进行傅里叶变换得到接收信号的频谱，根据该频谱计算得到发射的雷达通信一体化信号的频谱；
(8b)对(8a)得到的雷达通信一体化信号的频谱进行逆傅里叶变换，得到发射的雷达通信一体化信号；对该信号进行最大似然检测MLSD，得到解调后的并行通信数据；
(8c)将得到的并行通信数据进行并串转换，得到串行通信数据并输出，完成信息传递。
本发明与现有技术相比，具有如下优点：
第一，本发明由于采用循环编码阵列，可避免设计复杂的多维正交波形和求解复杂优化问题，使得各阵元只需要在不同时刻发射完全相同的雷达通信一体化波形即可实现雷达的目标探测功能和通信的信息传递功能。
第二，本发明由于解调通信数据时需要利用通信接收端的空间角度信息，使得通信功能具有隐蔽性。对于非合作接收端，即使其截获到了发射信号，也无法进行解调获取通信数据。
第三，本发明利用发射信号的频率范围与空域照射角度之间的对应关系，对处于空间不同角度的多用户可使用不同的信号频段，即可支持多用户通信。
附图说明
图1是本发明的实现流程图；
图2是本发明中通信角度与通信调制频段的对应关系；
图3是用本发明进行恒虚警检测得到的目标检测概率随信噪比变化图；
图4是用本发明在通信接收机方向进行通信数据解调得到的通信误码率随信噪比变化图；
图5是用本发明在空间不同角度进行通信数据解调得到的误码率随空间角度变化图。
具体实施方式
参照图1，本发明的具体实现步骤如下：
步骤1，产生线性调频信号。
1.1)在线性调频信号产生器中，设置线性调频信号的中心频率为f0，带宽为B，脉冲宽度为T，生成线性调频信号slfm(t)，其表达式为：
Figure BDA0002549531640000041
其中，slfm(t)表示线性调频信号；f0表示线性调频信号的中心频率；B表示线性调频信号的带宽；T表示线性调频信号的脉冲宽度；t表示时间，其取值范围为[0,T]。
1.2)根据1.1)中所设置的线性调频信号的带宽B、中心频率f0，分别得到循环编码阵列相邻阵元发射信号的时间间隔
Figure BDA0002549531640000042
和信号的波长
Figure BDA0002549531640000043
其中c表示真空中电磁波的传播速度，c＝3×108m/s；
步骤2，通信数据预处理。
将待传输的串行通信数据进行串并转换，得到待传输的并行通信数据。
步骤3，确定通信调制频段。
3.1)设循环编码阵列第n个阵元的发射信号为：
sn(t)＝s(t-(n-1)Δt)，
其中，n为阵元个数变量，1≤n≤N，N为循环编码阵列中的阵元个数，sn(t)为第n个阵元的发射信号，Δt为1.2)中循环编码阵列相邻阵元发射信号的时间间隔；
3.2)根据1.2)中的信号波长λ和3.1)设置的发射信号sn(t)，得到阵元间距为半波长的循环编码阵列空域合成信号：
Figure BDA0002549531640000044
其中，sT(t,θ)为循环编码阵列在空间θ角度方向的空域合成信号，f0为线性调频信号的中心频率，n为阵元个数变量，1≤n≤N，N为循环编码阵列中的阵元个数；
3.3)对sT(t,θ)进行傅里叶变换，得到循环编码阵列空域合成信号的频谱：
Figure BDA0002549531640000051
其中，ST(f,θ)为循环编码阵列在空间θ角度方向的空域合成信号的频谱，S(f)为各阵元发射的信号的频谱，f0为线性调频信号的中心频率，n为阵元个数变量，1≤n≤N，N为循环编码阵列中的阵元个数，γ(θ,f)为循环编码阵列在空间θ角度方向的空频调制系数，此系数即为循环编码阵列发射信号的频率范围与空域照射角度之间的对应关系；
3.4)利用3.3)中的公式，对γ(θ,f)计算如下：
Figure BDA0002549531640000052
其中，ST(f,θ)和S(f)均为已知数；
当空间角度θ确定后，γ(θ,f)即确定，由此可以得到循环编码阵列发射信号的频率范围与空域任意照射角度之间的对应关系，如图2所示，图2中横轴表示频率，纵轴表示空间角度；
3.5)设通信接收端相对于信号发射端的相对角度为θ0，将其代入3.4)中的空频调制系数γ(θ,f)中，得到该角度的对应频段[fs,fe]，
Figure BDA0002549531640000053
B为线性调频信号的带宽，fs和fe分别为该频段的起始频率点和终止频率点；将该对应频段[fs,fe]作为雷达通信一体化信号的通信调制频段；
同理，对于位于信号发射端相对角度θ1方向上的通信接收机，将其代入3.4)中的空频调制系数γ(θ,f)中，得到其可使用的通信调制频段[f's,f'e]，
Figure BDA0002549531640000054
B为线性调频信号的带宽，因此处于空间不同角度的多用户可使用不同的信号调制频段传递信息，实现多用户通信。
步骤4，确定通信调制时间段。
4.1)对步骤1.1)中线性调频信号的相位求时间的微分，得到其时间与频率的线性对应关系
Figure BDA0002549531640000061
其中f0为线性调频信号的中心频率，B为带宽，T为脉冲宽度；
4.2)将3.5)中得到的通信调制频段[fs,fe]带入上述线性对应关系，可以确定雷达通信一体化信号的通信调制时间段[ts,te]，
Figure BDA0002549531640000062
T为线性调频信号的脉冲宽度，ts和te分别为该频段的起始时刻和终止时刻。
步骤5，生成雷达通信一体化信号。
在4.2)得到的通信调制时间段[ts,te]上对1.1)生成的线性调频信号进行连续相位调制，得到调制后的雷达通信一体化信号表示如下：
Figure BDA0002549531640000063
其中，s(t)为生成的雷达通信一体化信号，即循环编码阵列各个阵元发射的信号；
Figure BDA0002549531640000064
Nb为在[ts,te]时间段内调制的通信码元个数；k为通信码元个数变量，1≤k≤Nb；Ts为一个通信码元所占据的调制时间；h为连续相位调制的调制系数，0≤h≤1；ai为第i个码元的值，ai∈{-(M-1),-(M-3),…,(M-3),(M-1)}；M为通信调制进制数，取值为2的整数次幂；i为通信码元个数变量，1≤i≤Nb；L为连续相位调制的相关长度，1≤L≤Nb；f0为1.1)中设置的线性调频信号的中心频率，B为线性调频信号的带宽，T为线性调频信号的脉冲宽度。
步骤6，发射与接收信号。
6.1)根据1.2)得到的信号的波长和相邻阵元发射的时间间隔，通过阵元间距为半波长的阵列天线将步骤5生成的雷达通信一体化信号在不同时刻发射到空间；
6.2)将发射波束输入到匹配滤波器作为参考信号，并利用雷达接收机接收目标反射的回波信号，利用通信接收机接收发射信号。
步骤7，探测目标的距离、速度和角度。
对雷达接收机接收到的目标回波信号依次进行匹配滤波、动目标检测和恒虚警检测，得到经过处理的目标回波，对其进行数据测量，得到目标的距离、速度和角度，完成目标探测；
步骤8，解调通信数据。
8.1)通信接收机接收到的信号与循环编码阵列空域合成信号具有相同的形式，该信号形式已在3.2)中给出；对该信号进行傅里叶变换得到通信接收机接收信号的频谱S′T(f,θ0)，计算得到发射的雷达通信一体化信号的频谱：
Figure BDA0002549531640000071
其中，S′(f)为发射的雷达通信一体化信号的频谱，S′T(f,θ0)为通信接收机在空间θ0角度方向的上接收到信号的频谱，γ(θ0,f)为利用3.4)中公式计算的空间θ0角度方向的上的空频调制系数；
对于通信接收机，其接收信号与循环编码阵列的空域合成信号具有相同的形式，当通信接收端相对于发射端是合作方，其相对角度可认为是已知的。因此，对于通信接收机，γ(θ0,f)相当于是已知的，即为利用3.4)中公式计算的空间θ0角度方向的上的空频调制系数；
8.2)对该频谱进行逆傅里叶变换得到发射的雷达通信一体化信号，对得到的雷达通信一体化信号进行最大似然检测MLSD，得到解调后的并行通信数据；
8.3)将得到的并行通信数据进行并串转换，得到串行通信数据并输出，完成信息传递。下面结合仿真实验对本发明的效果做进一步的描述：
1.仿真条件：
设线性调频信号的中心频率f0＝10GHz；线性调频信号的带宽B＝40MHz；线性调频信号的脉冲宽度T＝20μs；一个通信码元所占据的调制时间Ts＝0.1μs；连续相位调制的调制系数
Figure BDA0002549531640000072
通信调制进制数M＝2；通信接收机相对于发射机的空间角度θ0＝-30°；连续相位调制的相关长度L＝2；通信调制的时间段[ts,te]＝[-5/16T,-3/16T]；在[ts,te]时间段内调制的通信码元个数Nb＝25。
仿真软件环境为Intel(R)Core(TM)i7-6700 CPU@3.40GHz，Windows 7旗舰版64bit操作系统下的Matlab R2016a。
2.仿真内容与结果分析：
仿真1：在上述仿真条件下，设置虚警概率Pfa＝10-4，蒙特卡洛实验次数为10000，用本发明生成连续相位调制的雷达通信一体化信号和未经调制的线性调频信号，并分别发射到空间，在雷达接收端分别对上述两种信号进行恒虚警检测处理，结果如图3。其中：
图3中的实线为本发明发射连续相位调制的雷达通信一体化信号时，对经过动目标检测处理的回波信号做恒虚警检测处理，得到的检测概率随信噪比变化的曲线；图3中虚线为本发明发射未经调制的线性调频信号时，对经过动目标检测处理的回波信号做恒虚警检测，得到的检测概率随信噪比变化的曲线。
由图3可得，本发明发射连续相位调制的雷达通信一体化信号时，其信噪比大于-8dB时检测概率维持在1。通过两条曲线的对比可得，本发明发射连续相位调制的雷达通信一体化信号时，其目标的检测性能与发射未经调制的线性调频信号时相当，即本发明发射连续相位调制的雷达通信一体化信号时能够实现雷达的目标探测功能。
仿真2：用本发明给出的解调方法对通信接收机接收到的信号进行解调，得到通信误码率随信噪比的变化如图4所示。由图4可得，解调误码率在信噪比大于26dB时达到了误码率平层，即为0，表明本发明所设计的雷达通信一体化方法能够实现通信信息传递。
仿真3：在上述仿真条件下，设置信噪比为20dB，用本发明在空间不同角度进行通信数据解调，得到的通信误码率随信噪比变化图，如图5所示。图5中只有在通信接收机的空间角度方向θ0＝-30°处，误码率较低，由此说明本发明设计的雷达通信一体化方法具有通信隐蔽性，即对于发射空间角度方向未知的非合作的接收端，尽管其截获到了发射信号，也无法对发射信号进行正确解调，从而无法截获到通信数据。

Claims (5)

1.一种基于循环编码阵列的雷达通信一体化设计方法，包括目标探测和信息传递，其特征在于，实现步骤包括如下：
(1)产生线性调频信号：
(1a)在线性调频信号产生器中，设置线性调频信号的中心频率f0、带宽B及脉冲宽度T，产生线性调频信号
Figure FDA0002549531630000011
(1b)根据(1a)中所设置的线性调频信号的带宽B、中心频率f0，分别得到循环编码阵列相邻阵元发射信号的时间间隔
Figure FDA0002549531630000012
和信号的波长
Figure FDA0002549531630000013
其中c表示真空中电磁波的传播速度，c＝3×108m/s；
(2)将待传输的串行通信数据进行串并转换，得到待传输的并行通信数据；
(3)利用循环编码阵列发射信号的频率范围与空域照射角度之间的对应关系，即空频调制系数γ(θ,f)，根据通信接收机相对于雷达发射机的角度θ0，确定雷达通信一体化信号的通信调制频段[fs,fe]；
(4)根据(3)中雷达通信一体化信号的通信调制频段[fs,fe]，利用线性调频信号频率与时间的对应关系，确定雷达通信一体化信号的通信调制时间段[ts,te]；
(5)在(4)所确定的通信调制时间段[ts,te]内，以(2)所确定的并行通信数据作为调制符号，对(1)产生的线性调频信号进行连续相位调制，生成雷达通信一体化信号；
(6)发射与接收信号：
(6a)根据(1b)得到的信号的波长和相邻阵元发射的时间间隔，通过阵元间距为半波长的阵列天线将(5)生成的雷达通信一体化信号在不同时刻发射到空间；
(6b)将发射波束输入到匹配滤波器作为参考信号，并利用雷达接收机接收目标反射的回波信号，利用通信接收机接收发射信号；
(7)对雷达接收机接收到的目标回波信号进行匹配滤波、动目标检测和恒虚警检测，得到经过处理的目标回波，对其进行数据测量，得到目标的距离、速度和角度，完成目标探测；
(8)解调通信数据：
(8a)对通信接收机接收到的信号进行傅里叶变换得到接收信号的频谱，根据该频谱计算得到发射的雷达通信一体化信号的频谱；
(8b)对(8a)得到的雷达通信一体化信号的频谱进行逆傅里叶变换，得到发射的雷达通信一体化信号；对该信号进行最大似然检测MLSD，得到解调后的并行通信数据；
(8c)将得到的并行通信数据进行并串转换，得到串行通信数据并输出，完成信息传递。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述(3)的实现如下：
(3a)设循环编码阵列第n个阵元的发射信号为：
sn(t)＝s(t-(n-1)Δt)，
其中，n为阵元个数变量，1≤n≤N，N为循环编码阵列中的阵元个数，sn(t)为第n个阵元的发射信号，Δt为(1b)中循环编码阵列相邻阵元发射信号的时间间隔；
(3b)根据(1b)中的信号波长λ和(3a)设置的发射信号sn(t)，得到阵元间距为半波长的循环编码阵列空域合成信号：
Figure FDA0002549531630000021
其中，sT(t,θ)为循环编码阵列在空间θ角度方向的空域合成信号，f0为线性调频信号的中心频率，n为阵元个数变量，1≤n≤N，N为循环编码阵列中的阵元个数；
(3c)对sT(t,θ)进行傅里叶变换，得到循环编码阵列空域合成信号的频谱：
Figure FDA0002549531630000022
其中，ST(f,θ)为循环编码阵列在空间θ角度方向的空域合成信号的频谱，S(f)为各阵元发射的信号的频谱，f0为线性调频信号的中心频率，n为阵元个数变量，1≤n≤N，N为循环编码阵列中的阵元个数，γ(θ,f)为循环编码阵列在空间θ角度方向的空频调制系数，此系数即为循环编码阵列发射信号的频率范围与空域照射角度之间的对应关系；
(3d)利用(3c)中的公式，对γ(θ,f)计算如下：
Figure FDA0002549531630000023
其中，ST(f,θ)和S(f)均为已知数；
(3e)设通信接收端相对于信号发射端的相对角度为θ0，将其代入(3d)中的空频调制系数γ(θ,f)中，得到对应频段[fs,fe]，其中fs和fe分别为该频段的起始频率点和终止频率点，将该对应频段[fs,fe]作为雷达通信一体化信号的通信调制频段。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述(4)的实现如下：
(4a)对(1a)中线性调频信号的相位求时间的微分，得到其时间与频率的线性对应关系
Figure FDA0002549531630000031
其中f0为(1a)中设置的线性调频信号的中心频率，B为线性调频信号的带宽，T为线性调频信号的脉冲宽度；
(4b)将(3)中得到的通信调制频段[fs,fe]带入上述线性对应关系，得到雷达通信一体化信号的通信调制时间段[ts,te]。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：(5)中生成雷达通信一体化信号，其表示如下：
Figure FDA0002549531630000032
其中，s(t)为生成的雷达通信一体化信号，即循环编码阵列各个阵元发射的信号，
Figure FDA0002549531630000033
Nb为在[ts,te]时间段内调制的通信码元个数，k为通信码元个数变量，1≤k≤Nb，Ts为一个通信码元所占据的调制时间；h为连续相位调制的调制系数，0≤h≤1，ai为第i个码元的值，ai∈{-(M-1),-(M-3),…,(M-3),(M-1)}，M为通信调制进制数，取值为2的整数次幂，i为通信码元个数变量，1≤i≤Nb，L为连续相位调制的相关长度，1≤L≤Nb，f0为(1a)中设置的线性调频信号的中心频率，B为线性调频信号的带宽，T为线性调频信号的脉冲宽度。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：(8a)中计算发射的雷达通信一体化信号的频谱，公式如下：
Figure FDA0002549531630000041
其中，S′(f)为雷达通信一体化信号的频谱，ST′(f,θ0)为通信接收机在空间θ0角度方向的上接收到信号的频谱，γ(θ0,f)为(3)中θ取θ0时的循环编码阵列发射信号的空频调制系数。
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