CN111697866B - 基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器及系统 - Google Patents

基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器及系统 Download PDF

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Abstract

本申请实施例公开了一种基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器，包括直流电源、三相逆变桥、滤波电路、交流电网和辅助电路；辅助电路包括辅助电源、第九功率开关管以及与第九功率开关管并联的阻抗电阻、第八功率开关管以及与第八功率开关管反并联的二极管D81、第七功率开关管以及与第七功率开关管反并联的二极管D71；辅助电路还包括二极管D82、二极管D83、二极管D72和二极管D73，二极管D82和二极管D83的正极分别连接在第八功率开关管漏极，二极管D82和二极管D83的负极分别连接第八功率开关管源极；二极管D72和二极管D73的正极分别连接在第七功率开关管源极，二极管D72和二极管D73的负极分别连接在第七功率开关管漏极，从而有效抑制系统漏电流。

Description

基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器及系统
技术领域
本申请实施例涉及逆变器技术领域，尤其涉及基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器及系统。
背景技术
随着分布式光伏发电系统的发展，非隔离三相光伏并网逆变器更倾向于微电网等应用场景。具有体积小、重量轻、成本低等优点的非隔离光伏非隔离三相光伏并网逆变器受到国内外的广泛关注。
在实际工程中，由于非隔离光伏非隔离三相光伏并网逆变器无变压器进行电气隔离，高频开关产生的高频变化的共模电压作用在PV板与地(设备外壳)之间的杂散电容上，会引发漏电流问题，漏电流不仅会导致并网电流畸变、增加总谐波失真(THD)，还会引发电磁干扰问题，甚至危及人员和设备安全。
相比二极管钳位型、级联型、飞跨电容型等三相逆变器，电压源三相全桥逆变器(B6-type inveter，B6)因其效率高、体积小、器件少等优点广泛应用于三相光伏系统。但较大漏电流，限制了B6逆变器在无变压器光伏并网系统的应用，国内外学者为改善B6逆变器的漏电流特性，进行了深入的研究。
现有技术中，在B6直流侧添加两个对称开关管构成H8结构，当系统工作在V1-V6时，S7-S8导通，当系统工作在零矢量时，S7-S8关断且S1-S6均导通，实现交直流侧隔离，从而减小共模电压。但开关管的不规则切换会造成并网电流含有较多的谐波，漏电流效果仍不理想。
发明内容
针对以上技术缺陷，本申请实施例提供一种基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器及系统，用于在辅助电路增加辅助电源和辅助电路增加的功率开关管反并联两个二极管，实现通过不增加系统损耗和控制难度，降低并网逆变器共模电压高频成分，从而有效抑制系统漏电流。
本申请实施例第一方面提供的一种基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器，包括直流电源、三相逆变桥、滤波电路、交流电网和辅助电路，所述滤波电路分别与所述三相逆变桥和所述交流电网相连；
所述辅助电路包括辅助电源、第九功率开关管以及与所述第九功率开关管并联的阻抗电阻、第八功率开关管以及与所述第八功率开关管反并联的二极管D81、第七功率开关管以及与所述第七功率开关管反并联的二极管D71；其中，所述辅助电源负极与所述直流电源负极、第八功率开关管源极分别相连，所述辅助电源正极与所述第九功率开关管漏极相连，所述第九功率开关管源极与第八功率开关管漏极相连，所述第八功率开关管漏极和所述三相逆变桥相连，所述第七功率开关管漏极和源极分别与所述直流电源正极和所述三相逆变桥相连；
所述辅助电路还包括二极管D82、二极管D83、二极管D72和二极管D73，所述二极管D82和所述二极管D83的正极分别连接在所述第八功率开关管漏极，所述二极管D82和所述二极管D83的负极分别连接所述第八功率开关管源极；所述二极管D72和所述二极管D73的正极分别连接在所述第七功率开关管漏极，所述二极管D72和所述二极管D73的负极分别连接在所述第七功率开关管源极。
可选地，所述三相逆变桥包括第一功率开关管、第二功率开关管和第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管，以及分别与第一功率开关管、第二功率开关管和第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管反并联的二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5和二极管D6；
所述第一功率开关管的源极与所述第二功率开关管的漏极连接，所述第三功率开关管的源极与所述第四功率开关管的漏极连接，所述第五功率开关管的源极与所述第六功率开关管的漏极连接。
可选地，所述滤波电路包括A相滤波电感La，B相滤波电感Lb，C相滤波电感Lc，A相滤波电阻Ra，B相滤波电阻Rb，C相滤波电阻Rc；
所述A相滤波电感La与所述A相滤波电阻Ra连接后与交流电网Ea连接，所述B相滤波电感Lb与所述B相滤波电阻Rb连接后与交流电网Eb连接，所述C相滤波电感Lc与所述C相滤波电阻Rc连接后与交流电网Ec连接。
可选地，所述二极管D1、所述二极管D2、所述二极管D3、所述二极管D4、所述二极管D5、所述二极管D6、所述二极管D71、所述二极管D72、所述二极管D73、所述二极管D81、所述二极管D82和所述二极管D83均为快速恢复二极管，且各二极管的参数相同。
可选地，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管、第六功率开关管、第七功率开关管、第八功率开关管和第九功率开关管均为金氧半场效晶体管。
可选地，所述A相滤波电感La、所述B相滤波电感Lb和所述C相滤波电感Lc分别对应的电感值相等。
可选地，所述A相滤波电阻Ra、所述B相滤波电阻Rb和所述C相滤波电阻Rc分别对应的阻值相等。
可选地，所述低漏电流改进H8型非隔离三相并网逆变器还包括杂散电容CPV，所述杂散电容CPV分别与所述直流电源的负极和所述交流电网Ea、所述交流电网Eb和交流电网Ec的连接点连接。
可选地，所述辅助电源的电动势为所述直流电源的电动势的1/4。
可选地，所述交流电网包括A相交流电网、B相交流电网、C相交流电网，所述A相交流电网、所述B相交流电网和所述C相交流电网呈星型连接。
本申请实施例第二方面提供的一种系统，具体地，该系统为基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网系统，其包括第一方面任意一项的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器。
从以上技术方案可以看出，本申请实施例具有以下优点：
本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器，通过在并网逆变器增加辅助电路，其中，辅助电路包括辅助电源、第九功率开关管以及与所述第九功率开关管并联的阻抗电阻、第八功率开关管以及与所述第八功率开关管反并联的二极管81和二极管82、第七功率开关管以及与所述第七功率开关管反并联的二极管71和二极管72，从而使得并网逆变器的第一功率开关管、第三功率开关管、第五功率开关管状态为000、111、100、001、101时，并网逆变器共模电压均为直流电源的一半，从而减小并网逆变器共模电压的变化幅度、降低切换频率，达到抑制漏电流的目的。
另外，本实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网系统同样具有上述效果。
附图说明
图1为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的示意图；
图2为本申请实施例提供的并网逆变器各功率开关管的调制策略示意图；
图3为本申请实施例提供的并网逆变器与控制电路连接的电路示意图；
图4为本申请实施例提供的仿真模型的三相并网电压及电流波形图；
图5为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的一个等效电路图；
图6为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的另一个等效电路图；
图7为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的另一个等效电路图；
图8为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的另一个等效电路图；
图9为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的漏电流模型示意图；
图10为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的共模电压的波形示意图；
图11为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相并网逆变器寄生电容两端的电压；
图12为本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的漏电流波形。
具体实施方式
下面结合附图，对本申请的实施例进行描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。本领域普通技术人员可知，随着新技术的出现，本申请实施例提供的技术方案对于类似的技术问题，同样适用。
本申请实施例的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请实施例的实施例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。
本申请实施例提供了一种基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器，用于在辅助电路增加辅助电源和辅助电路增加的功率开关管反并联两个二极管，实现通过不增加系统损耗和控制难度，降低并网逆变器共模电压高频成分，从而有效抑制系统漏电流。
下面对本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器及系统分别进行描述。
请参考图1，图1为本申请实施例提供基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的示意图，如图1所示，本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器包括：直流电源udc、三相逆变桥102、滤波电路103、交流电网104和辅助电路101。
其中，本实施例提供的辅助电路101包括辅助电源uaux、第九功率开关管S9以及与所述第九功率开关管S9并联的阻抗电阻R1、第八功率开关管S8以及与第八功率开关管S8反并联的二极管D81、第七功率开关管S7以及与第七功率开关管S7反并联的二极管D71；需要说明的是，本实施例中的辅助电源uaux为直流电源，阻抗电阻R1为高阻抗电阻，其阻抗值大于预定值；优选地，辅助电源uaux其电动势为直流电源udc的电动势的1/4，当然，辅助电源uaux的电动势还可以是其他值，此处不做具体限定。
具体地，辅助电路101的各器件的连接关系如下：辅助电源uaux的负极与直流电源udc的负极、第八功率开关管S8的源极分别相连，辅助电源uaux的正极与第九功率开关管S9的漏极相连，第九功率开关管S9的源极与第八功率开关管S8的漏极相连后与直流电源udc的负极相连,第九功率开关管S9的源极与第八功率开关管S8的漏极连接点为N，第八功率开关管S8的漏极和三相逆变桥102相连，第七功率开关管S7的漏极和源极分别与直流电源udc的正极和三相逆变桥102相连。
当然，辅助电路101还包括二极管D72、二极管D73、二极管D82和二极管D83，其中，二极管D72和二极管D73的正极分别连接在第七功率开关管S7的漏极，二极管D72和二极管D73的负极分别连接在第七功率开关管S7的源极；二极管D82和二极管D83的正极分别连接在第八功率开关管S8的漏极，二极管D82和二极管D83的负极分别连接第八功率开关管S8的源极，通过与直流电源udc共地、电动势为直流电源udc1/4的辅助电源uaux经第九功率开关管S9与第八功率开关管S8漏极相连，接入逆变器。
可选地，本实施例提供的二极管D72、二极管D73、二极管D82和二极管D83分别对应的参数可以相同。当然，本实施例仅为一实施例，在其他的可实现方式中，反并联于第八功率开关管S8和第二功率开关管S7的二极管的数量还可是其他的数量，此处不做限定。
如图1所示，本实施例中，三相逆变桥102包括第一功率开关管S1以及与第一功率开关管S1反并联的二极管D1、第二功率开关管S2以及与第二功率开关管S2反并联的二极管D2、第三功率开关管S3以及与第三功率开关管S3反并联的二极管D3、第四功率开关管S4以及与第四功率开关管S4反并联的二极管D4、第五功率开关管S5以及与第五功率开关管S5反并联的二极管D5、第六功率开关管S6以及与第六功率开关管S6反并联的二极管D6。
具体地，所述第一功率开关管S1的源极与所述第二功率开关管S2的漏极连接，连接点为A，所述第三功率开关管S3的源极与所述第四功率开关管S4的漏极连接，连接点为B，所述第五功率开关管S5的源极与所述第六功率开关管S6的漏极连接，连接点为C。
二极管D1的正极连接在第一功率开关管S1的漏极，二极管D1的负极连接第一功率开关管S1的源极；二极管D2的正极连接在第二功率开关管S2的漏极，二极管D2的负极连接第二功率开关管S2的源极；二极管D3的正极连接在第三功率开关管S3的漏极，二极管D3的负极连接第三功率开关管S3的源极；二极管D4的正极连接在第四功率开关管S4的漏极，二极管D4的负极连接第四功率开关管S4的源极；二极管D5的正极连接在第五功率开关管S5的漏极，二极管D5的负极连接第五功率开关管S5的源极；二极管D6的正极连接在第六功率开关管S6的漏极，二极管D6的负极连接第六功率开关管S6的源极。
可以理解的是，本实施例提供的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第四功率开关管S6、第四功率开关管S7和第八功率开关管S8的驱动信号分别为G1、G2、G3、G4、G5、G6、G7和G8，各驱动信号具体可通过以下方式获得：
通过电压传感器实时监测电网电压信号，并将信号传入三相锁相环获得电网电压实时相位θ；通过电流传感器，检测三相并网电流，将检测到的三相并网电流经过Clark完成三相旋转到两相静止变换，再通过Park完成两相静止到两相旋转变换，得到dq轴电流；经过dq轴误差运算后送入可实现无静差控制的PI调节器，经反Park和反Clark变换得到调制电压信号VA*,VB*,VC*；VA*与载波送入比较器得到G1信号，G1信号通过反相器得到G2信号；VB*与载波送入比较器得到G3信号，G3信号通过反相器得到G4信号；VC*与载波送入比较器得到G5信号，G5信号通过反相器得到G6信号；所述载波为高频三角波或锯齿波；G1、G2、G3、G4、G5、G6为高频通断信号；对G1、G3、G5进行与非运算得到G7，对G2、G4、G6进行与非运算得到G8；对G1、G4、G6，G2、G4、G5，G2、G3、G6分别求与，再进行或运算即可得到G9。
在一种可能实现的方式中，如图1所示，滤波电路103包括A相滤波电感La，B相滤波电感Lb，C相滤波电感Lc，A相滤波电阻Ra，B相滤波电阻Rb，C相滤波电阻Rc。
其中，A相滤波电感La与A相滤波电阻Ra连接后与交流电网104的A相交流电网Ea连接，B相滤波电感Lb与B相滤波电阻Rb连接后与交流电网104的B相交流电网Eb连接，C相滤波电感Lc与C相滤波电阻Rc连接后与交流电网104的C相交流电网Ec连接。
需要说明的是，本实施例中，交流电网104的A相交流电网Ea、B相交流电网Eb、C相交流电网Ec呈星型连接。
可以理解的是，A相滤波电感La还与连接点A连接；B相滤波电感Lb还与连接点B连接；C相滤波电阻Rc还与连接点C连接。
在一种可能实现的方式中，本申请实施例提供基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器还可以包括杂散电容CPV，杂散电容CPV的一端与直流电源udc的负极连接，杂散电容CPV的另一端与交流电网Ea、交流电网Eb和交流电网Ec的连接点n连接。
在一种可能实现的方式中，二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5、二极管D6、二极管D71、二极管D72、二极管D73、二极管D81、二极管D82和二极管D83均为快速恢复二极管，且各二极管的参数相同，当然，快速恢复二极管仅为是一种示例，本实施例中，各二极管也可以是其他类的二极管，此处不做具体限定。
在一种可能实现的方式中，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第六功率开关管S6、第七功率开关管S7和第八功率开关管S8均为金氧半场效晶体管，当然也可以是其他类的晶体管。
在一种可能实现的方式中，A相滤波电阻Ra、B相滤波电阻Rb和C相滤波电阻Rc分别对应的阻值相等。
本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器，通过在并网逆变器增加辅助电路，其中，辅助电路包括辅助电源、第九功率开关管以及与所述第九功率开关管并联的阻抗电阻、第八功率开关管以及与所述第八功率开关管反并联的二极管81和二极管82、第七功率开关管以及与所述第七功率开关管反并联的二极管71和二极管72，从而使得并网逆变器的第一功率开关管S1、第三功率开关管S3、第五功率开关管S5状态为000、111、100、001、101时，并网逆变器共模电压均为直流电源的一半，从而减小并网逆变器共模电压的变化幅度、降低切换频率，达到抑制漏电流的目的。
上面对本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器进行了描述，下面对本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器相应的工作原理进行描述。
请参照图1所示，根据共模电压(Common-Mode Voltage，CMV)定义,CMV为逆变器输出与直流源负极间电压差的平均值可得：
Figure BDA0002590470830000091
图2为本申请实施例提供的并网逆变器各功率开关管的调制策略示意图，其中G1～G9为功率开关管S1～S9对应的驱动信号，VA*,VB*,VC*为调制电压信号。其中G1、G3、G5驱动信号由正弦调制波和载波通过比较器得到，将G1、G3、G5送入反相器分别得到G2、G4、G6，对G1、G3、G5进行与非运算得到G7，对G2、G4、G6进行与非运算得到G8；对G1、G4、G6，G2、G4、G5，G2、G3、G6分别求与，再进行或运算即可得到G9，其布尔运算表达式如式(2)。
Figure BDA0002590470830000092
图3为本申请实施例提供的并网逆变器与控制电路连接的电路示意图，其中，控制电路用于驱动功率开关管S1～S9控制策略具体如下：
控制电路采用电流环控制策略，向电网注入与电网电压同频同相的三相电流。通过电压传感器实时监测电网电压信号，并将信号传入三相锁相环(phase-locked loop，PLL)获得电网电压实时相位θ；通过电流传感器，检测三相并网电流，将检测到的三相并网电流经过Clark完成三相旋转到两相静止变换，再通过Park完成两相静止到两相旋转变换，得到dq轴电流；经过dq轴误差运算后送入可实现无静差控制的PI调节器，经反Park和反Clark变换得到调制电压信号VA*,VB*,VC*；VA*与载波送入比较器得到G1信号，G1信号通过反相器得到G2信号；VB*与载波送入比较器得到G3信号，G3信号通过反相器得到G4信号；VC*与载波送入比较器得到G5信号，G5信号通过反相器得到G6信号；所述载波为高频三角波或锯齿波；G1、G2、G3、G4、G5、G6为高频通断信号；对G1、G3、G5进行与非运算得到G7，对G2、G4、G6进行与非运算得到G8；对G1、G4、G6，G2、G4、G5，G2、G3、G6分别求与，再进行或运算即可得到G9。dq轴的误差运算是将id、iq分别与id*、iq*求差，逆变器有功和无功的瞬时量与dq坐标下的id、iq相关，为保证并网逆变器的功率因素接近1，取id*＝0，iq*可根据实际功率需求设定。
由图2和图3可知，并网逆变器存在八种开关序列，按照上桥臂第一功率开关管S1、第三功率开关管S3、第五功率开关管S5的导通情况分为4种模态，分别是：一相导通、两相导通、三相导通、均不导通，现结合导通信号和控制策略详细分析四种工作模态。
工作模态1：工作模态1时上桥臂一相导通，G7＝1、G8＝0、G9＝1，此时第七功率开关管S7导通，等效为理想导线；第八功率开关管S8关断，视为开路；第九功率开关管S9导通，直流辅助电源uaux经第九逆变器接入逆变器。第一功率开关管S1、第三功率开关管S3、第五功率开关管S5开关序列有(100,010,001)。开关序列为100时，uAN＝udc，uBN＝uCN＝1/4udc；开关序列为100时，uAN＝1/4udc，uBN＝udc，uCN＝1/4udc；开关序列为100时，uAN＝1/4udc，uBN＝1/4udc，uCN＝udc。由(1)式可得，ucm＝1/2udc，开关序列为100时等效电路图如图5所示，需要说明的是，图5所示等效电路图中，深线条示为电流通路。
工作模态2：工作模态2时上桥臂两相导通，G7＝1、G8＝1、G9＝0，此时第七功率开关管S7、第八功率开关管S8导通，等效为理想导线；第九功率开关管关断，视为开路。第一功率开关管S1、第三功率开关管S3、第五功率开关管S5开关序列有(101,011,110)。开关序列为101时，uAN＝uCN＝udc，uBN＝0；开关序列为011时，uAN＝0,uBN＝uCN＝udc；开关序列为110时，uAN＝uBN＝udc，uCN＝0。由(1)式可得，三种开关状态下共模电压ucm＝2/3udc，开关序列为110时等效电路图如图6所示，需要说明的是，图6所示等效电路图中，深线条示为电流通路。
工作模态3：工作模态3时上桥臂三相导通，由图2可知，G7＝0、G8＝1，G9＝0，第七功率开关管S7、第九功率开关管S9关断视为开路；第八功率开关管S8导通，等效为理想导线。第一功率开关管S1、第三功率开关管S3、第五功率开关管S5开关序列为111。此时电路拓扑中二极管D71、D72、D73并联后与D2、D4、D6并联支路相串联，逆变器输出点在串联电路的中点，拓扑中二极管参数一致，故逆变器输出电压为uAN＝uBN＝uCN＝1/2udc；开关序列为111时等效电路图如图7所示，需要说明的是，图7所示等效电路图中，深线条示为电流通。
工作模态4：工作模态4时上桥臂三相均不导通，由图2可知，G7＝1、G8＝0，G9＝0,第七功率开关管S7导通，等效为理想导线；第八功率开关管S8、第九功率开关管S9关断，视为开路。第一功率开关管S1、第三功率开关管S3、第五功率开关管S5开关序列为000。此时电路拓扑中二极管D1、D3、D5并联后与二极管D81、D82、D83并联支路相串联，逆变器输出点在串联电路的中点，拓扑中二极管参数一致，故逆变器输出电压为uAN＝uBN＝uCN＝1/2udc；开关序列为000时等效电路图如图8所示，需要说明的是，图8所示等效电路图中，深线条示为电流通路。
为验证理论分析的正确性，搭建仿真模型并得到并网电压、电流波形如图4所示，说明本申请能达到通过逆变器将直流电转为与电网电压同频同相的三相正弦交流电流。
现对本申请可有效降低系统共模电压幅值变化和减少切换频率，有效抑制漏电流的原理进行说明：
图9所示是逆变器漏电流模型，由漏电流(iLeakage)受三个高频脉冲直流源和三个互差120°的交流源影响，其中漏电漏成分较为复杂，设La＝Lb＝Lc，Ra＝Rb＝Rc，交流电网为三相对称的理想电网。采用叠加定理分析漏电流简化模型，当分析某一激励源作用时，其余激励源视为理想导线。可分别得到高频直流源和交流源作用于杂散电容上的电压。
Figure BDA0002590470830000111
Figure BDA0002590470830000112
式中，ωE表示电网角频率，ω表示开关角频率。
基于我国电网频率为50Hz，相比于开关频率的20～40kHz，电网信号属于低频激励，其产生的漏电流可忽略不计。
漏电流是共模电压作用在PV板与地(设备外壳)之间的杂散电容上产生的，漏电流过大的情况下，不仅导致并网电流畸变、增加并网电流总谐波失真，还会引发电磁干扰问题、甚至危及设备及人员安全。漏电流与共模电压的关系为：
Figure BDA0002590470830000121
结合模态分析与共模电压可以得到在不同模态与开关序列下共模电压值如表1所示：
表1不同模态下共模电压
Figure BDA0002590470830000122
由表1可知，本申请所提供的逆变器仅在工作模态1即第一功率开关管S1、第三功率开关管S3、第五功率开关管S5开关状态为(110101011)时，输出共模电压为2/3udc，其他三种模态(五类开关状态)下，逆变器输出共模电压均为1/2udc。整个系统共模电压仅在两个状态间切换，且变化幅度小，从而使得漏电流受到一定的抑制。
为验证本申请的有效性，在MATLAB/Simulink环境下搭建了仿真模型，仿真中对所提模型的共模电压、寄生电容两端电压、系统漏电流等进行详细分析。单晶硅光伏板与地之间杂散电容约为60～110nF/kWp，仿真模型并网电流幅值为10A，功率约600W，取CPV为100nF；f为电网频率，fs为开关频率，E为单相电压幅值。仿真参数如表2所示。
表2仿真电路参数
参数 数值 参数 数值
udc/V 400 R/Ω 1
E/V 110 CPV/nF 100
f/Hz 50 uaux/V 100
fs/kHz 20 R1/KΩ 10
L/mH 5
显然，表2中L值表示拓扑中滤波电感La、Lb、Lc，且La＝Lb＝Lc；R表示拓扑中滤波电阻Ra、Rb、Rc，且Ra＝Rb＝Rc；udc为光伏直流输入电源，uaux为辅助直流电源，仿真中均以理想电压源替代，且电动势之比udc:uaux＝4:1；图4为仿真得到的三相并网电压和电流波形，图10为并网逆变器漏的共模电压ucm的波形示意图，图11为寄生电容两端电压uG的波形，图12为并网逆变器漏的电流的波形。
如图4所示，并网电压幅值为110V，三相互差120°，是标准的三相电网电压信号；并网电流幅值10A，相位、频率与并网电压接近，故系统的功率因素较高。如图10所示，基于辅助电源低漏电流非隔离三相并网逆变器的共模电压在200V和266.6V之间切换，仿真中直流输入udc取400V，系统共模电压在1/2和2/3倍udc两个状态间，变化幅值和切换频率较小，根据(5)式可得，漏电流受到一定的抑制。
图11所示是基于辅助电源低漏电流非隔离三相并网逆变器寄生电容两端的电压，图12所示是并网逆变器的漏电流波形。观察图12可知，系统漏电流峰值在96.5mA，有效值(均方根值)为23.8mA,满足低压并网指令VDE0126-1-1-2006峰值不高于300mA，有效值不超过30mA的要求，对并网电流进行FFT(fast Fourier transform)分析，并网电流THD(TotalHarmonic Distortion)仅为0.27％，满足Std.929-2000标准对于并网总谐波失真的要求。
本申请所提供的一种基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器，通过在直流侧开关管并联两个参数相同的二极管，使逆变器在开关序列为(000、111)时，三相共模电压为1/2udc；通过在直流侧负极开关管旁边反向并联电势为1/4udc的直流辅助电源，在三相逆变器(S1 S3 S5)开关序列为(100010001)经第九功率开关管S9接入逆变器，使得三相共模电压为1/2udc；三相逆变器(S1 S3 S5)开关序列为(110101011),三相共模电压为2/3udc。从而有效降低三相逆变器共模电压的幅值变化和频率切换，降低了漏电流，从而将漏电流限制在安全范围内。
上面对本申请提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器进行了描述，下面对本申请提供的系统进行描述：
本申请实施例还提供一种系统，其中，该系统为基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网系统，其包括上述任意实施例所描述的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器，此处不做赘述，具体请参考上述实施例。需要说明的是，本申请实施例提供的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网系统同样具有上述基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器的效果。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
以上所述，以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (8)

1.一种基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器，其特征在于，包括：直流电源、三相逆变桥、滤波电路、交流电网和辅助电路，所述滤波电路分别与所述三相逆变桥和所述交流电网相连；
所述辅助电路包括辅助电源、第九功率开关管以及与所述第九功率开关管并联的阻抗电阻、第八功率开关管以及与所述第八功率开关管反并联的二极管D81、第七功率开关管以及与所述第七功率开关管反并联的二极管D71；其中，所述辅助电源负极与所述直流电源负极、第八功率开关管源极分别相连，所述辅助电源正极与所述第九功率开关管漏极相连，所述第九功率开关管源极与第八功率开关管漏极相连，所述第八功率开关管漏极和所述三相逆变桥相连，所述第七功率开关管漏极和源极分别与所述直流电源正极和所述三相逆变桥相连，辅助电源uaux其电动势为直流电源udc的电动势的1/4；
所述辅助电路还包括二极管D82、二极管D83、二极管D72和二极管D73，所述二极管D82和所述二极管D83的正极分别连接在所述第八功率开关管源极，所述二极管D82和所述二极管D83的负极分别连接所述第八功率开关管漏极，通过与直流电源udc共地、电动势为直流电源udc1/4的辅助电源uaux经第九功率开关管S9与第八功率开关管S8漏极相连，接入逆变器；所述二极管D72和所述二极管D73的正极分别连接在所述第七功率开关管源极，所述二极管D72和所述二极管D73的负极分别连接在所述第七功率开关管漏极；
所述三相逆变桥包括第一功率开关管、第二功率开关管和第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管，以及分别与第一功率开关管、第二功率开关管和第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管和第六功率开关管反并联的二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、二极管D5和二极管D6；
所述第一功率开关管的源极与所述第二功率开关管的漏极连接，所述第三功率开关管的源极与所述第四功率开关管的漏极连接，所述第五功率开关管的源极与所述第六功率开关管的漏极连接；
第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第四功率开关管S6、第四功率开关管S7和第八功率开关管S8的驱动信号分别为G1、G2、G3、G4、G5、G6、G7和G8，各驱动信号具体可通过以下方式获得：
通过电压传感器实时监测电网电压信号，并将信号传入三相锁相环获得电网电压实时相位θ；通过电流传感器，检测三相并网电流，将检测到的三相并网电流经过Clark完成三相旋转到两相静止变换，再通过Park完成两相静止到两相旋转变换，得到dq轴电流；经过dq轴误差运算后送入可实现无静差控制的PI调节器，经反Park和反Clark变换得到调制电压信号VA*, VB*, VC*；VA*与载波送入比较器得到G1信号， G1信号通过反相器得到G2信号；VB*与载波送入比较器得到G3信号，G3信号通过反相器得到G4信号；VC*与载波送入比较器得到G5信号，G5信号通过反相器得到G6信号；所述载波为高频三角波或锯齿波；G1、G2、G3、G4、G5、G6为高频通断信号；对G1、G3、G5进行与非运算得到G7，对G2、G4、G6进行与非运算得到G8；对G1、G4、G6，G2、G4、G5，G2、G3、G6分别求与，再进行或运算即可得到G9。
2.根据权利要求1所述的并网逆变器，其特征在于，所述滤波电路包括A相滤波电感La，B相滤波电感Lb，C相滤波电感Lc，A相滤波电阻Ra，B相滤波电阻Rb，C相滤波电阻Rc；
所述A相滤波电感La与所述A相滤波电阻Ra连接后与交流电网Ea连接，所述B相滤波电感Lb与所述B相滤波电阻Rb连接后与交流电网Eb连接，所述C相滤波电感Lc与所述C相滤波电阻Rc连接后与交流电网Ec连接。
3.根据权利要求2所述的并网逆变器，其特征在于，所述二极管D1、所述二极管D2、所述二极管D3、所述二极管D4、所述二极管D5、所述二极管D6、所述二极管D71、所述二极管D72、所述二极管D73、所述二极管D81、所述二极管D82和所述二极管D83均为快速恢复二极管，且各二极管的参数相同。
4.根据权利要求3所述的三相并网逆变器，其特征在于，所述第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第五功率开关管、第六功率开关管、第七功率开关管、第八功率开关管和第九功率开关管均为金氧半场效晶体管。
5.根据权利要求4所述的并网逆变器，其特征在于，所述A相滤波电感La、所述B相滤波电感Lb和所述C相滤波电感Lc分别对应的电感值相等；
所述A相滤波电阻Ra、所述B相滤波电阻Rb和所述C相滤波电阻Rc分别对应的阻值相等。
6.根据权利要求5所述的并网逆变器，其特征在于，所述基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器还包括杂散电容CPV，所述杂散电容CPV分别与所述直流电源的负极和所述交流电网Ea、所述交流电网Eb和交流电网Ec的连接点连接。
7.根据权利要求1所述的并网逆变器，其特征在于，所述交流电网包括A相交流电网、B相交流电网、C相交流电网，所述A相交流电网、所述B相交流电网和所述C相交流电网呈星型连接。
8.一种基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网系统，其特征在于，所述基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网系统包括权利要求1-7任意一项所述的基于辅助电源低漏电流非隔离三相光伏并网逆变器。
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