CN111697831B - 谐振变换器的控制系统及控制方法 - Google Patents

谐振变换器的控制系统及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种谐振变换器的控制系统及控制方法。包括含有开关管的变压器原边侧和副边侧，PWM模块向开关管的控制端输出PWM信号以控制其导通和关断，开关管在输入端和输出端之间的电压到达谷底时导通，PWM信号包括第一周期信号和第二周期信号。电压比较模块将采样模块对副边侧的输出电压进行采样后得到采样电压与基准电压进行比较，根据比较结果控制PWM模块输出的PWM信号，以抑制输出电压对应的采样电压相对于基准电压的偏移量。通过PWM模块向开关管的控制端输出不同的PWM信号以控制开关管的导通和关断，从而得到高精度低纹波的输出电压。

Description

谐振变换器的控制系统及控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源，特别是涉及一种谐振变换器的控制系统及控制方法。
背景技术
开关电源作为一种常用的电源，能够将直流输入电压、交流输入电压变换成更满足要求的或更有效的直流输出电压。开关电源因体积小、功耗低、效率高等特点被广泛应用于航空航天、通信、便携电子装置等领域。由于开关电源应用条件的特殊性和极端性，一些应用对精度要求和纹波要求也越来越高，输出电压高精度低纹波是电源管理中的重要性能指标。
为实现在较高频率下工作，并使得开关电源体积更小、效率更高的目标，必须从根本上减小开关的开关损耗，这可以通过谐振变换器来实现。谐振变换器是开关管利用电感电容串联谐振的原理，使得流过开关管的电流为正弦波而非方波。让开关管输入端和输出端之间的电压在其谐振最低点导通，从而减小开关电源的损耗，提高电源的效率。
谐振变换器工作在连续导通模式(CCM模式)下，利用谷底导通技术(即是开关电源的开关管在输入端和输出端之间的电压谐振到最低点时导通)虽然能够减小电源的损耗，实现高电源效率，但同时也带来输出电压精度不高、纹波较大的问题。
发明内容
基于此，有必要针对开关电源输出电压精度不高、纹波较大的问题，提供一种谐振变换器的控制系统及控制方法。
一种谐振变换器的控制系统，所述谐振变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括开关管，所述系统包括：PWM模块，用于向所述开关管的控制端输出PWM信号以控制所述开关管的导通和关断，所述PWM信号在所述开关管的输入端和输出端之间的电压到达谷底时控制所述开关管导通，且所述PWM信号包括第一周期信号和第二周期信号，所述第一周期信号的每个周期包括n-1个所述谷底，所述第二周期信号的每个周期包括n个所述谷底，所述n为大于1的整数；采样模块，用于对所述副边侧的输出电压进行采样后得到采样电压；电压比较模块，用于将所述采样电压与基准电压进行比较；控制模块，用于根据电压比较模块的比较结果控制所述PWM模块是输出第一周期信号还是第二周期信号，以抑制所述输出电压对应的所述采样电压相对于所述基准电压的偏移量。
在其中一个实施例中，还包括电流比较模块，所述采样模块还用于对所述副边侧的输出电流进行采样后得到采样电流，所述电流比较模块用于将所述采样电流与基准电流进行比较，所述控制模块用于在所述采样电流大于所述基准电流时判定所述谐振变换器进入重负载模式，在所述采样电流小于所述基准电流时判定所述谐振变换器进入轻负载模式。
在其中一个实施例中，所述控制模块还用于在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目少于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目少于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀；或者所述控制模块还用于在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目多于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目多于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀。
在其中一个实施例中，所述谷底为所述开关管的漏端与源端之间的电压的正弦波信号的谷底，所述第一周期信号的低电平时长在所述第n-1个所述谷底结束，所述第二周期信号的低电平时长在所述第n个所述谷底结束；所述控制模块用于在所述采样电压小于基准电压时，控制所述PWM模块输出当前周期的PWM信号为第一周期信号以使所述开关管在下一周期的PWM信号的控制下在第所述n-1个谷底导通；在所述采样电压大于基准电压时，控制所述PWM模块输出当前周期的PWM信号为第二周期信号以使所述开关管在下一周期的PWM信号的控制在第所述n个谷底导通。
在其中一个实施例中，所述n等于3。
一种谐振变换器的控制方法，所述谐振变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括开关管，所述方法包括：对所述副边侧的输出电压进行采样后得到采样电压；将所述采样电压与基准电压进行比较；根据比较结果，控制PWM模块输出的PWM信号是第一周期信号还是第二周期信号，以抑制所述输出电压对应的所述采样电压相对于所述基准电压的偏移量，所述PWM信号输出至所述开关管的控制端以控制所述开关管的导通和关断；其中，所述PWM信号在所述开关管的输入端和输出端之间的电压到达谷底时控制所述开关管导通，且所述PWM信号包括第一周期信号和第二周期信号，所述第一周期信号的每个周期包括n-1个所述谷底，所述第二周期信号的每个周期包括n个所述谷底，所述n为大于1的整数。
在其中一个实施例中，还包括：对所述副边侧的输出电流进行采样后得到采样电流；将所述采样电流与基准电流进行比较；在所述采样电流大于所述基准电流时判定所述谐振变换器进入重负载模式，在所述采样电流小于所述基准电流时判定所述谐振变换器进入轻负载模式。
在其中一个实施例中，还包括：在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目少于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目少于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀；或者在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目多于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目多于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀。
在其中一个实施例中，所述谷底为所述开关管的漏端与源端之间的电压的正弦波信号的谷底，所述第一周期信号的低电平时长在所述第n-1个所述谷底结束，所述第二周期信号的低电平时长在所述第n个所述谷底结束；所述方法还包括：在所述采样电压小于基准电压时，控制所述PWM模块输出当前周期的PWM信号为第一周期信号以使所述开关管在下一周期的PWM信号的控制下在第所述n-1个谷底导通；在所述采样电压大于基准电压时，控制所述PWM模块输出当前周期的PWM信号为第二周期信号以使所述开关管在下一周期的PWM信号的控制在第所述n个谷底导通。
在其中一个实施例中，所述n等于3。
上述谐振变换器的控制系统及控制方法，通过将反映变压器副边侧的输出电压的采样电压V0与基准电压VREF进行比较，并根据比较结果选择PWM模块输出的PWM信号是第一周期信号还是第二周期信号。从而能够在输出电压小于基准电压时，安排数量合适的第一周期信号控制开关管M1导通来增加输出电压；在输出电压大于基准电压时，安排数量合适的第二周期信号控制开关管M1导通来减小输出电压，从而减小励磁电流纹波和输出电压纹波。
附图说明
图1为一种谐振变换器的电路拓扑图；
图2为图1对应的变换器在CCM模式下的工作波形图；
图3为一实施例中谐振变换器控制系统的方框图；
图4为图3中控制模块的工作流程图；
图5为一实施例中轻负载模式下的低纹波控制波形图；
图6为一实施例中重负载模式下的低纹波控制波形图；
图7为一实施例中谐振变换器的控制方法的流程图；
图8a-图8d为采用一种传统的谐振变换器控制方法得到的输出电压波形图；
图9a-图9d为采用一实施例中谐振变换器的控制方法得到的输出电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，对本发明的技术方案做详细描述。
图1是一种谐振变换器的电路拓扑图，包括：变压器原边绕组NP，变压器副边绕组NS；变压器原边侧的开关管M1、谐振电感Lr、励磁电感Lm；变压器副边侧的输出二极管D1、谐振电容Cr、输出电容Cl等。图1中谐振变换器还接入了负载，负载的等效电阻为Rl。
励磁电感Lr与原边绕组NP并联后、与谐振电感Lr和开关管M1串联。考虑到变压器的励磁电流im的变化，谐振变换器工作在连续导通模式(ContinuousConduction Mode，CCM)下，其工作波形如图2所示，其中方波Vgs为开关管的栅极驱动电压。VCr为谐振电容Cr的电压，ip为变压器原边绕组电流，iD为输出二极管电流，Vds为开关管漏端和源端之间的电压。在CCM模式中，单个开关周期可以分为四个工作状态：
工作状态1，t01(t0～t1)：在t0时刻开关管M1导通，此时波形为正弦波的Vds位于其谐振的最低点，即谷底，实现了谷底导通，大大减小了开关导通损耗。在t01阶段，原边绕组电流ip线性增加，励磁电流im线性减小，输出二极管电流iD线性下降，在t1时刻，iD下降为零，输出二极管D1在电流为零处关断。
工作状态2，t12(t1～t2)：在t1时刻，输出二极管D1反向截止，随着im的升高，输入功率存储在变压器中，在t2时刻，原边绕组电流ip上升到零，开关管M1在电流为零处关断。
工作状态3，t23(t2～t3)：在t2时刻，开关管M1关断，此时VCr小于输出电容Cl的电压，输出二极管D1维持关断，iD为零；在t3时刻，VCr高于输出电容Cl的电压时，输出二极管D1导通。
工作状态4，t34(t3～t4)：在t4时刻，输出二极管D1导通，Vds谐振到最低点，此时开关管M1导通，实现了谷底导通。在开关管M1关断的每个周期内，Vds会出现至少一个波谷，且每个周期的Vds波谷数量可能会不一样。在一个实施例中，开关管的控制端和输出端之间的电压(在本实施例中为开关管M1的栅源电压Vgs)包括两种周期，其中一种在每个周期内有n-1个所述谷底，Vgs的低电平时长在Vds的第n-1个所述谷底结束；另一种在每个周期有n个所述谷底，Vgs的低电平时长在Vds的第n个所述谷底结束；例如，Vgs包括具有2个所述谷底的周期和具有3个所述谷底的周期。
综上，在开关管M1导通时，励磁电感Lm储能，励磁电流im上升，原边电流ip上升，二极管D1截止；开关管M1关断时，励磁电感Lm放电，励磁电流im下降，二极管D1导通，由于寄生电感、电容的存在，电路开始谐振。本申请通过减小励磁电流纹波，进而可以减小输出电压的纹波。
图3为一实施例中谐振变换器控制系统的方框图。开关电源包括谐振变换器主结构10和谐振变换器控制系统，谐振变换器控制系统包括：
采样模块210，用于对变压器副边侧的输出电压(例如图1中输出电容Cl)进行采样后得到采样电压V0，然后将采样电压V0输出到电压比较模块220。
电压比较模块220，用于将采样电压V0与基准电压VREF进行比较。电压比较模块220将接收到的采样电压V0与基准电压VREF进行比较，并将比较结果输出给控制模块230。
控制模块230，用于根据电压比较模块220的比较结果选择PWM模块240输出的PWM信号的周期。
PWM模块240，由于PWM模块240输出的PWM信号包括用于控制开关管M1的导通和关断的Vgs，如前述，Vgs有两种周期，因此PWM信号包括第一周期信号和第二周期信号，第一周期信号的每个开关周期包括n-1个所述谷底，第二周期信号的每个开关周期包括n个所述谷底，n为大于1的整数。在一个实施例中，n＝3。
由于第一周期信号的周期较小，开关管M1的栅极接收到第一周期信号时，励磁电流im上升，变压器副边侧的输出电压也会上升；而第二周期信号的周期较大，开关管M1的栅极接收到第二周期信号时，励磁电流im下降，变压器副边侧的输出电压也会下降。因此控制模块230根据采样电压V0与基准电压VREF的比较结果选择PWM模块240输出的PWM信号是第一周期信号还是第二周期信号，以抑制所述输出电压相对于所述基准电压的偏移量。当采样电压V0大于基准电压VREF时，说明这一个周期里给的能量太多了，可以保持开关管M1的栅源电压Vgs的高电平信号宽度不变，增大低电平的宽度，即是增大开关周期(PWM模块240输出第二周期信号)，来降低输出电压。相反的，当采样电压V0小于基准电压VREF时，说明这一个周期里给的能量太少了，可以保持Vgs的高电平信号宽度不变，减小低电平的宽度，即是减小开关周期(PWM模块240输出第一周期信号)，来降低输出电压。
上述谐振变换器控制系统，通过将反映变压器副边侧的输出电压的采样电压V0与基准电压VREF进行比较，并根据比较结果选择PWM模块240输出的PWM信号是第一周期信号还是第二周期信号。从而能够在输出电压小于基准电压时，安排数量合适的第一周期信号控制开关管M1导通来增加输出电压；在输出电压大于基准电压时，安排数量合适的第二周期信号控制开关管M1导通来减小输出电压，从而减小励磁电流纹波和输出电压纹波。
在一个实施例中，所述谷底为所述开关管的漏端与源端之间的电压的正弦波信号的谷底，所述第一周期信号的低电平时长在所述第n-1个所述谷底结束，所述第二周期信号的低电平时长在所述第n个所述谷底结束。
在一个实施例中，控制模块230的工作步骤如图4所示，包括：
S402,根据接收到的比较结果判断谐振变换器进入何种工作模式。
在其中一个实施例中，谐振变换器的控制系统还包括电流比较模块，采样模块210还用于对变压器副边侧的输出电流进行采样后得到采样电流，电流比较模块用于将采样电流与基准电流进行比较，在采样电流大于基准电流时判定谐振变换器进入重负载模式，在采样电流小于基准电流时判定谐振变换器进入轻负载模式。轻负载模式即输出功率相对较小时谐振变换器控制系统的工作模式，相应的，重负载模式即输出功率相对较大时谐振变换器控制系统的工作模式。例如开关电源设计的额定输出电压为20伏、额定输出电流为5安培，则负载电阻为4欧姆时开关电源满负载；相应的，开关电源在输出电压为20伏、输出电流为2.5安培时，负载等效电阻为8欧姆，这时输出功率只有额定输出功率的一半，为半载。
S404，调整开关管M1的开关周期的分布。
在第一实施例中，控制模块230在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目少于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目少于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀。在第二实施例中，控制模块230在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目多于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目多于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀。
进一步地，在前述第一实施例中：
开关管M1在Vds的第n-1个谷底导通时，开关周期较小，励磁电流im上升；开关管M1在Vds的第n个谷底导通时，开关周期较大，励磁电流im下降。若开关管M1连续若干个周期在第n-1个谷底导通，则励磁电流im持续上升；若开关管M1连续若干个周期在第n个谷底导通，则励磁电流im持续下降，这样会导致纹波较大。因此控制模块230通过轻/重负载模式下对周期分布的调整，能够减小输出电压和励磁电流的纹波。
对于轻负载模式(CCM Light Mode，CCM_L)，开关管M1的开关周期数目的分布中开关管M1在Vds的第n-1个谷底导通的开关周期数目少于在第n个谷底导通的开关周期数目。为了减小输出电压纹波需要减小励磁电流的纹波，如图5，采用一个在Vds的第n-1个谷底导通的开关周期与若干在Vds的第n个谷底导通的开关周期组合构成一个励磁电流的循环，使得在Vds的第n-1个谷底导通的开关周期分布均匀于在Vds的第n个谷底导通的开关周期中。
对于重负载模式(CCM High Mode，CCM_H)，开关管M1的开关周期数目的分布中开关管M1在Vds的第n个谷底导通的开关周期数目少于在第n-1个谷底导通的开关周期数目。为了减小输出电压纹波需要减小励磁电流的纹波，如图6，采用一个在Vds的第n个谷底导通的开关周期与若干在Vds的第n-1个谷底导通的开关周期组合构成一个励磁电流的循环。使得在Vds的第n个谷底导通的开关周期均匀分布于在Vds的第n-1个谷底导通的开关周期中。
S406，将开关周期数目输出给PWM模块240。
为了便于解释，定义一个正偏移量来表示输出电压大于基准电压的部分，负偏移量表示输出电压小于基准电压的部分。当输出电压小于基准电压时，下一个周期在第n-1个谷底导通，如果n-1个谷底导通带来的正偏移量较大，可能需要两个负的偏移量(两个n个谷底导通)来降低输出电压，也可能只需要一个负的偏移量来降低输出电压，可能出现周期分布的情况：A、n-1,n,n,n-1,n,n,……(如233,233,233)；B、n-1,n,n-1,n,n-1,n,n-1……(如23,23,23,23)；C、无规律情况。
在其中一个实施例中，控制模块230用于在采样电压小于基准电压时，控制PWM模块240输出第一周期信号作为当前周期的PWM信号，以使开关管M1在下一周期的PWM信号的控制下，在第n-1个谷底导通；在采样电压大于基准电压时，控制PWM模块240输出第二周期信号作为当前周期的PWM信号，以使开关管M1在下一周期的PWM信号的控制下，在第n个谷底导通。
在一个实施例中，一个开关周期结束时，若输出电压Vo小于基准电压VREF，则控制模块230调整Vgs的低电平时长，使得Vgs的下一次低电平结束时，开关管M1在Vds的第n-1个谷底导通；若输出电压Vo大于基准电压VREF，则控制模块230调整Vgs的低电平时长，使得Vgs的下一次低电平结束时，开关管M1在Vds的n个谷底导通，这样在实现谷底导通的前提下，得到更小的励磁电流纹波与输出电压纹波。PWM模块240根据数字控制模块230中谷底导通数目的分布，能够实现精确的占空比调节，精确控制开关管M1的开通和关断，使系统更加稳定。
在一个实施例中，一个周期结束后，判断输出电压的大小，再决定下一个周期到底是哪一个谷底导通，用以减小励磁电流纹波，进而减小输出电压纹波。最后将仿真时间(如0.06s)内的开关周期数目分布传递给PWM模块240。
控制系统重复上述过程，再次对输出进行采样，循环控制开关管M1的导通和关断，从而获得高精度低纹波输出。
在其中一个实施例中，PWM模块240的脉冲宽度调制模式是固定开关频率调整占空比的模式，PWM模块240在采样电压小于基准电压、需要输出第一周期信号时增大PWM信号的占空比，在采样电压大于基准电压、需要输出第二周期信号时减小PWM信号的占空比。
脉冲宽度调制模式通过固定开关频率调整占空比，实现对输出信号的调整。当输出电压偏高时，减小峰值电流，即减小PWM信号的占空比，来减小输出电压；当输出电压偏低时，增加峰值电流，即增大PWM信号的占空比，来增加输出电压。在脉冲宽度调制模式下，通过调整占空比的分布，能够实现高精度低纹波的输出电压。
在另一个实施例中，脉冲宽度调制模式是固定PWM信号的高电平时长、调整低电平时长的模式。
本申请还提供一种开关电源，包括谐振变换器主结构和谐振变换器控制系统，所述谐振变换器控制系统为以上任一实施例所述的谐振变换器控制系统。
本申请还提供一种谐振变换器的控制方法，所述谐振变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括开关管，所述控制方法包括：
S702，对副边侧的输出电压进行采样后得到采样电压。
S704，将采样电压与基准电压进行比较。
S706，根据比较结果选择PWM模块输出的PWM信号的周期。
根据比较结果，控制PWM模块输出的PWM信号是第一周期信号还是第二周期信号，以抑制输出电压对应的采样电压相对于基准电压的偏移量，PWM信号输出至开关管的控制端以控制开关管的导通和关断；其中，PWM信号在开关管的输入端和输出端(对于开关管为MOS管的实施例，即MOS管的漏端和源端)之间的电压到达谷底时控制开关管导通，且PWM信号包括第一周期信号和第二周期信号，所述第一周期信号的每个周期包括n-1个所述谷底，所述第二周期信号的每个周期包括n个所述谷底，所述n为大于1的整数。
在一个实施例中，n等于3。
在其中一个实施例中，谐振变换器的控制方法还包括：
S802,对副边侧的输出电流进行采样后得到采样电流；
S804,将采样电流与基准电流进行比较；
S806,在采样电流大于基准电流时判定谐振变换器进入重负载模式，在采样电流小于基准电流时判定谐振变换器进入轻负载模式。
在一个实施例中，所述控制方法还包括在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目少于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目少于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀。
在另一个实施例中，则是在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目多于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目多于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀。
在其中一个实施例中，步骤S706是在采样电压小于基准电压时，控制PWM模块输出第一周期信号作为当前周期的PWM信号，以使开关管M1在下一周期的PWM信号的控制下，在第n-1个谷底导通；在采样电压大于基准电压时，控制PWM模块输出第二周期信号作为当前周期的PWM信号，以使开关管M1在下一周期的PWM信号的控制下，在第n个谷底导通。
在其中一个实施例中，PWM模块的脉冲宽度调制模式是固定开关频率调整占空比的模式，PWM模块在采样电压小于基准电压、需要输出第一周期信号时增大PWM信号的占空比，在采样电压大于基准电压、需要输出第二周期信号时减小PWM信号的占空比。
在另一个实施例中，脉冲宽度调制模式是固定PWM信号的高电平时长、调整低电平时长的模式。
图8a-图8d为采用一种传统的谐振变换器控制方法得到的输出电压波形图；负载为11.4Ω时，输出电压波形如图8a所示，输出电压纹波的波形如图8b所示，此时输出电压纹波为960mV；负载为7.1Ω时，输出电压波形如图8c所示、输出电压纹波的波形如图d所示，此时的输出电压纹波为760mV。
图9a-图9d为采用一实施例中谐振变换器的控制方法得到的输出电压波形图。负载为11.4Ω时，输出电压波形如图9a所示，输出电压纹波的波形如图9b所示，开关管工作在CCM_L模式,第二个谷底导通的开关周期分布在第三个谷底导通的开关周期中，输出电压纹波为180mV；负载为7.1Ω时，输出电压波形如图9c所示，输出电压纹波的波形如图d所示，开关管工作在CCM_H模式,第三个谷底导通的开关周期分布在第二个谷底导通的开关周期中，此时的输出电压纹波为240mV。
上述谐振变换器的控制方法，通过将反映变压器副边侧的输出电压的采样电压V0与基准电压VREF进行比较，并根据比较结果选择PWM模块240输出的PWM信号是第一周期信号还是第二周期信号。从而能够在输出电压小于基准电压时，安排数量合适的第一周期信号控制开关管M1导通来增加输出电压；在输出电压大于基准电压时，安排数量合适的第二周期信号控制开关管M1导通来减小输出电压，从而减小励磁电流纹波和输出电压纹波。
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种谐振变换器的控制系统，所述谐振变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括开关管，其特征在于，所述系统包括：
PWM模块，用于向所述开关管的控制端输出PWM信号以控制所述开关管的导通和关断，所述PWM信号在所述开关管的输入端和输出端之间的电压到达谷底时控制所述开关管导通，且所述PWM信号包括第一周期信号和第二周期信号，所述第一周期信号的每个周期包括n-1个所述谷底，所述第二周期信号的每个周期包括n个所述谷底，所述n为大于1的整数；
采样模块，用于对所述副边侧的输出电压进行采样后得到采样电压；
电压比较模块，用于将所述采样电压与基准电压进行比较；
控制模块，用于根据电压比较模块的比较结果控制所述PWM模块是输出第一周期信号还是第二周期信号，以抑制所述输出电压对应的所述采样电压相对于所述基准电压的偏移量；
所述谷底为所述开关管的漏端与源端之间的电压的正弦波信号的谷底，所述第一周期信号的低电平时长在第n-1个所述谷底结束，所述第二周期信号的低电平时长在第n个所述谷底结束；
所述控制模块用于在所述采样电压小于基准电压时，控制所述PWM模块输出当前周期的PWM信号为第一周期信号以使所述开关管在下一周期的PWM信号的控制下在第n-1个谷底导通；在所述采样电压大于基准电压时，控制所述PWM模块输出当前周期的PWM信号为第二周期信号以使所述开关管在下一周期的PWM信号的控制下在第n个谷底导通。
2.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于，还包括电流比较模块，所述采样模块还用于对所述副边侧的输出电流进行采样后得到采样电流，所述电流比较模块用于将所述采样电流与基准电流进行比较，所述控制模块用于在所述采样电流大于所述基准电流时判定所述谐振变换器进入重负载模式，在所述采样电流小于所述基准电流时判定所述谐振变换器进入轻负载模式。
3.根据权利要求2所述的控制系统，其特征在于，所述控制模块还用于在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目少于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目少于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀；或者
所述控制模块还用于在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目多于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目多于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀。
4.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于，PWM模块的脉冲宽度调制模式是固定开关频率调整占空比的模式，PWM模块在采样电压小于基准电压、需要输出第一周期信号时增大PWM信号的占空比，在采样电压大于基准电压、需要输出第二周期信号时减小PWM信号的占空比。
5.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于，所述n等于3。
6.一种谐振变换器的控制方法，所述谐振变换器包括变压器原边侧和变压器副边侧，所述原边侧包括开关管，其特征在于，所述方法包括：
对所述副边侧的输出电压进行采样后得到采样电压；
将所述采样电压与基准电压进行比较；
根据比较结果，控制PWM模块输出的PWM信号是第一周期信号还是第二周期信号，以抑制所述输出电压对应的所述采样电压相对于所述基准电压的偏移量，所述PWM信号输出至所述开关管的控制端以控制所述开关管的导通和关断；其中，所述PWM信号在所述开关管的输入端和输出端之间的电压到达谷底时控制所述开关管导通，且所述PWM信号包括第一周期信号和第二周期信号，所述第一周期信号的每个周期包括n-1个所述谷底，所述第二周期信号的每个周期包括n个所述谷底，所述n为大于1的整数；
所述谷底为所述开关管的漏端与源端之间的电压的正弦波信号的谷底，所述第一周期信号的低电平时长在第n-1个所述谷底结束，所述第二周期信号的低电平时长在第n个所述谷底结束；所述方法还包括：
在所述采样电压小于基准电压时，控制所述PWM模块输出当前周期的PWM信号为第一周期信号以使所述开关管在下一周期的PWM信号的控制下在第n-1个谷底导通；在所述采样电压大于基准电压时，控制所述PWM模块输出当前周期的PWM信号为第二周期信号以使所述开关管在下一周期的PWM信号的控制在第n个谷底导通。
7.根据权利要求6所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，还包括：
对所述副边侧的输出电流进行采样后得到采样电流；
将所述采样电流与基准电流进行比较；
在所述采样电流大于所述基准电流时判定所述谐振变换器进入重负载模式，在所述采样电流小于所述基准电流时判定所述谐振变换器进入轻负载模式。
8.根据权利要求7所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，还包括：
在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目少于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目少于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀；或者
在所述轻负载模式下调整所述第一周期信号的数目多于所述第二周期信号的数目以使各周期信号分布均匀，在所述重负载模式下调整所述第二周期信号的数目多于所述第一周期信号的数目以使各周期信号分布均匀。
9.根据权利要求6所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述n等于3。
10.一种开关电源，包括谐振变换器主结构和谐振变换器控制系统，其特征在于，所述谐振变换器控制系统为权利要求1-5任一所述的谐振变换器控制系统。
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