CN111628646B - 电源控制器以及相关的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的实施例提供一种电源控制器，适用于电源转换器，包含有转导器、开启时间控制器、关闭时间控制器、以及状态检测器。该转导器比较该电源转换器的输出电压以及目标电压，依据转导，提供补偿电流，用以建立补偿电压。该开启时间控制器依据该补偿电压，控制功率开关的开启时间。该关闭时间控制器用以控制该功率开关的关闭时间。该状态检测器依据该输出电压、上限电压、以及下限电压，控制该转导器、该开启时间控制器、该关闭时间控制器、以及补偿电压设置器。该补偿电压设置器可以设定该补偿电压。

Description

电源控制器以及相关的控制方法
技术领域
本发明大致关于开关式电源供应器，尤其是关于可以提供功率因子校正的开关式电源供应器、相关的电源控制器以及控制方法。
背景技术
为了使交流市电能够有效的被利用，以降低市电的备转容量，因此，许多的电气设施规范中，都规定大功率的电器用品以及照明设施必须符合一定的功率因子。身为许多电器用品所必备的电源供应器，就被要求具有功率因子校正(power factor correction)的能力，一方面提供适当的电源规格给予连接的负载，一方面控制从交流市电中所汲取的电流，使自己仿佛成为具有高功率因子的电阻式负载。
图1显示一种开关式电源供应器10，其具有桥式整流器12、功率因子校正电源转换器14、以及电压电流调节器(voltage/current regulator)16。桥式整流器12将交流市电VAC转换为具有M波形的直流电压VIN1，通过电源线IN1提供给功率因子校正电源转换器14。功率因子校正电源转换器14主要扮演了电阻式负载，从电源线IN1汲取电流，在电源线IN2建立相对于直流电压VIN1稳定的直流电压VIN2。以直流电压VIN2作为输入电源，电压电流调节器16提供符合负载18所需要的非常稳定的输出电源VOUT。
举例来说，功率因子校正电源转换器14可以是升压转换器，而电压电流调节器16是LLC谐振转换器(resonant converter)或返驰式(flyback)电源转换器。
尽管直流电压VIN2是相对于直流电压VIN1稳定，但也需要符合一定的范围内。如果直流电压VIN2没有适当地控制，举例来说，在负载暂态响应(load-transient response)时，因为负载巨大变化，直流电压VIN2可能过高，而造成功率因子校正级14整个瞬间停止，整个开关式电源供应器10变得非常不稳定，甚至会有异音的产生。
发明内容
本发明的实施例提供一种控制方法，适用于电源转换器中的电源控制器。该控制方法包含有：比较该电源转换器的输出电压以及目标电压，依据转导，提供补偿电流，其中，该补偿电流用以建立补偿电压；依据该补偿电压，控制功率开关，产生多个开关周期，每一开关周期包含有开启时间以及关闭时间；比较该输出电压以及界限电压；当该输出电压跨过该界限电压时，提供失调信号；以及，依据该失调信号，至少进行下列步骤其中之一。该等步骤包含有：将该补偿电压设定为预设电压；提供预设缓冲时间，并于该预设缓冲时间内，步进地变化特征，以使该开启时间缓冲地改变；以及，提供预设加速时间，并于该预设加速时间内，增加该转导。
本发明的实施例提供一种电源控制器，适用于电源转换器，包含有转导器、开启时间控制器、关闭时间控制器、以及状态检测器。该转导器比较该电源转换器的输出电压以及目标电压，依据转导，提供补偿电流，用以建立补偿电压。该开启时间控制器依据该补偿电压，控制功率开关的开启时间。该关闭时间控制器用以控制该功率开关的关闭时间。该状态检测器依据该输出电压、上限电压、以及下限电压，控制该转导器、该开启时间控制器、该关闭时间控制器、以及补偿电压设置器。该补偿电压设置器可以设定该补偿电压。
附图说明
图1显示一种开关式电源供应器。
图2为依据本发明所实施的功率因子校正电源转换器。
图3A显示于正常操作时，电源控制器中相关的电路架构。
图3B显示图3A中的一些信号。
图4显示图2的电源控制器中相关于过高压调节与过低压调节的部分电路。
图5显示适用于图4中的OVR控制方法MOVR，用以实现OVR。
图6A显示图4中，相关于OVR的电路，可以实现图5中的OVR控制方法MOVR。
图6B显示当OV事件发生与解除时，输出电压VINV、补偿电压VCOM、OVR信号SOVR、计数DCNT、三角波信号VTRI的斜率RA、最大开关频率fMAX、转导器102中的转导gm、以及电流检测电压VCS。
图7显示适用于图4中的UVR控制方法MUVR，用以实现UVR。
图8A显示图4中，相关于UVR的电路，可以实现图7中的UVR控制方法MUVR。
图8B显示当UV事件发生与解除时，输出电压VINV、补偿电压VCOM、限流电压VCS-LMT、电流检测电压VCS、UVR信号SUVR、以及转导器102中的转导gm。
符号说明
10 开关式电源供应器
12 桥式整流器
14 功率因子校正电源转换器
16 电压电流调节器
18 负载
100 电源控制器
102 转导器
104 开启时间控制器
106 三角波产生器
107 SR触发器
109 关闭时间控制器
110 比较器
112 或门
114 前缘遮蔽器
116 比较器
118 最大切换频率控制器
119 最小切换频率控制器
120 状态检测器
124 OVR控制器
126 UVR控制器
127 补偿电压设置器
128、129 比较器
130 OVR缓冲控制器
132 脉冲产生器
134 脉冲产生器
135 加速时间产生器
136 SR触发器
138 计数器
150 脉冲产生器
152 电流限制控制
154 脉冲产生器
156 加速时间产生器
CCOM 补偿电容
COUT 输出电容
CSU1、CSU2 可控制电流源
D2 整流二极管
DCNT 计数
fMAX 最大开关频率
fMIN 最小开关频率
gm 转导
ICOM 补偿电流
ILP 电感电流
IN1、IN2 电源线
LP 电感
MOVR OVR控制方法
MUVR UVR控制方法
R1、R2、RH、RL 电阻
RA 斜率
RCS 电流检测电阻
S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7 步骤
S11、S12、S13、S14、S15 步骤
SCS-L 信号
SDRV 脉波宽度调制信号
SOFF-MAX 最大关闭时间信号
SOFF-MIN 最短关闭时间信号
SOVR OVR信号
SUVR UVR信号
SW 功率开关
SW1、SW2 开关
SZCD 零切换信号
t1、t2、t11、t12 时间点
TOFF 关闭时间
TOFF-MAX 最长关闭时间
TOFF-MIN 最小关闭时间
TON 开启时间
TON-MIN 最小开启时间
VAC 交流市电
VCOM 补偿电压
VCS 电流检测电压
VCS-DEF 原始预设值
VCS-INT 起始值
VCS-LMT 限流电压
VIN1、VIN2 直流电压
VINV 输出电压
VOUT 输出电源
VR1、VR2 预设电压
VREF-O 上限电压
VREF-TRG 目标电压
VREF-U 下限电压
VREF-Z 零参考电压
VTRI 三角波信号
VZCD ZCD信号
具体实施方式
在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、功能、原理的元件，且为本领域技术人员可以依据本说明书的教导而推知。为说明书的简洁度考量，相同的符号的元件将不再重述。
图2为依据本发明所实施的功率因子校正电源转换器14，其为开关式电源供应器，以直流电压VIN1作为输入电源，提供直流电压VIN2作为输出电源。直流电压VIN2是功率因子校正电源转换器14的输出电压。功率因子校正电源转换器14的主要目的在于校正整个开关式电源供应器10的功率因子，并提供相对稳定的直流电压VIN2。
功率因子校正电源转换器14具有升压转换器(booster converter)的架构，包含有电感LP、功率开关SW、电流检测电阻RCS、补偿电容CCOM、电阻R1、R2、RH、RL、整流二极管D2、输出电容COUT、以及电源控制器100。电阻R1与R2提供ZCD信号VZCD给电源控制器100，用来检测电感LP的电感电流ILP变为零的时间点，一般称此功能为零电流检测(zero-currentdetection，ZCD)。电阻RH与RL提供输出电压VINV给予电源控制器100，其用以跟目标电压VREF-TRG以较，用以在补偿电容CCOM上建立补偿电压VCOM。在本说明书中，目标电压VREF-TRG为2.5V，但不限定为2.5V。根据补偿电压VCOM以及ZCD信号VZCD，电源控制器100提供脉波宽度调制(pulse-width modulation，PWM)信号SDRV来控制功率开关SW，产生许多的开关周期，每一开关周期有开启时间TON与关闭时间TOFF。电源控制器100一方面使得流经电感LP的电感电流ILP的平均值大约与直流电压VIN1成正比，另一方面企图使直流电压VIN2稳定于一定范围内，使得输出电压VINV大约为目标电压VREF-TRG。输出电压VINV大约跟直流电压VIN2成比例。
在实施例中，功率因子校正电源转换器14采用固定开启时间(constant-ON-time，COT)控制以及临界模式(critical mode、boundary mode或是transition mode)，来提供功率因子校正。COT控制依据补偿电压VCOM决定功率开关SW的开启时间TON，其大致与直流电压VIN1的大小无关。临界模式则是大约在电感电流ILP从正值掉越0时，开始下一个开关周期中的开启时间TON。COT控制以及临界模式这样的组合，可以达到相当良好的功率因子校正。
图3A显示于正常操作时，电源控制器100中相关的电路架构。在实施例中，电源控制器100为封装好的单晶集成电路。电源控制器100包含有转导器102、开启时间控制器104、关闭时间控制器109、以及SR触发器(SR flip-flop)107。
转导器102比较输出电压VINV以及目标电压VREF-TRG，根据转导gm，输出补偿电流ICOM。补偿电流ICOM可以对补偿电容CCOM充放电，建立补偿电压VCOM。
开启时间控制器104内，比较器110与三角波产生器106一起可以实现COT控制。三角波产生器106提供三角波信号VTRI，其从开启时间TON开始时开始以斜率RA上升。比较器110比较三角波信号VTRI与补偿电压VCOM。当三角波信号VTRI超过补偿电压VCOM时，比较器110可以重设SR触发器107，结束开启时间TON。由此，开启时间控制器104可以实现COT控制。
预防电感电流ILP过大所造成的风险，开启时间控制器104内的比较器108比较电流检测电阻RCS所提供的电流检测电压VCS以及限流电压VCS-LMT，据以提供信号SCS-L。电流检测电压VCS可以代表流经功率开关SW的电流。当电流检测电阻RCS所提供的电流检测电压VCS超过限流电压VCS-LMT时，信号SCS-L将通过或门112、前缘遮蔽器(leading-edge blankingapparatus)114，重设SR触发器107，结束开启时间TON。
前缘遮蔽器114限定了开启时间TON的最小开启时间TON-MIN。换言之，每个开启时间TON都大于等于最小开启时间TON-MIN。
关闭时间控制器109中，比较器116比较ZCD信号VZCD以及零参考电压VREF-Z，据以提供零切换信号SZCD，用以实现临界模式。当ZCD信号VZCD低于零参考电压VREF-Z时，零切换信号SZCD可以设置SR触发器107，结束关闭时间TOFF，开始下一开关周期中的开启时间TON。由此，关闭时间控制器109可以实现临界模式操作。
为了避免在直流电压VIN1接近波谷时所造成的高频切换，关闭时间控制器109中的最大切换频率控制器118，依据补偿电压VCOM，提供了最短关闭时间信号SOFF-MIN，限制了最大开关频率fMAX。类似的，关闭时间控制器109中的最小切换频率控制器119提供了最大关闭时间信号SOFF-MAX，限制了最小开关频率fMIN。最短关闭时间信号SOFF-MIN与最大关闭时间信号SOFF-MAX分别定义了最小与最长关闭时间TOFF-MIN、TOFF-MAX，关闭时间控制器109使得关闭时间TOFF限定于最小与最长关闭时间TOFF-MIN、TOFF-MAX两者之间。
关闭时间控制器109可以使功率因子校正电源转换器14操作于临界模式，并使功率开关SW的开关频率fSW，大致介于最大开关频率fMAX与最小开关频率fMIN之间。
图3B显示图3A中的一些信号。PWM信号SDRV定义了许多个开关周期TSW，每一开关周期包含有开启时间TON与关闭时间TOFF。
三角波信号VTRI以斜率RA上升。当三角波信号VTRI超过补偿电压VCOM时，开启时间TON结束，关闭时间TOFF开始。因此，尽管直流电压VIN1会随着时间而改变，开启时间TON大约由补偿电压VCOM与三角波信号VTRI所决定，大约为定值，因此称为COT控制。
临界模式下，电感电流ILP可以从0开始，在开启时间TON结束时，达到电流峰值。从图3B中可知，每个开关周期中的电流峰值，大约跟直流电压VIN1成比例。
当关闭时间TOFF开始时，ZCD信号VZCD大约比例于直流电压VIN2，且电感电流ILP线性减少。一旦电感LP放电完毕，电感电流ILP等于0，ZCD信号VZCD将快速地掉落。当ZCD信号VZCD大约掉越过0电压时，关闭时间控制器109结束关闭时间TOFF，并开始下一个开启时间TON。
图3B也提供了最大切换频率控制器118所输出的最短关闭时间信号SOFF-MIN，其定义了最小关闭时间TOFF-MIN。关闭时间控制器109使得关闭时间TOFF必须大于等于最小关闭时间TOFF-MIN。
为了预防直流电压VIN2过高而产生可能的损害，电源控制器100往往设置有过电压保护(over-voltage protection，OVP)。举例来说，当可以代表直流电压VIN2的输出电压VINV超过4.8V时，电源控制器100立即的维持功率开关SW关闭，停止转换能量。
只是，当图1中的负载18急遽的变化时，这样的负载暂态响应却可能触发了OVP，使得电源控制器100停止能量转换。就算之后直流电压VIN2下降而解除了OVP，电源控制器100往往出现令人不悦的异音。
为了解决这样的问题，本发明的实施例比较输出电压VINV以及上限电压VREF-O与下限电压VREF-U。在实施例中，OVP电压VREF-OVP、上限电压VREF-O、目标电压VREF-TRG、与下限电压VREF-U分别是4.0V、2.6V、2.5V与2.3V。当输出电压VINV超过OVP电压VREF-OVP，将触发OVP，电源控制器100停止能量转换。当输出电压VINV超过上限电压VREF-O时，触发过高压调节(over-voltage regulation，OVR)；当输出电压VINV超过下限电压VREF-U时，触发过低压调节(under-voltage regulation，UVR)。
图4显示电源控制器100中相关于过高压调节与过低压调节的部分电路。如同图4所示，电源控制器100有状态检测器120、OVR控制器124、以及UVR控制器126。OVR控制器124与UVR控制器126可以控制了转导器102、开启时间控制器104、关闭时间控制器109、以及补偿电压设置器127。
状态检测器120检测过高压(OV)与过低压(UV)事件的发生与解除，并据以触发相对应的对策。比较器128比较输出电压VINV与上限电压VREF-O，比较器129比较输出电压VINV与下限电压VREF-U。举例来说，比较器128为迟滞比较器(hysteresis comparator)，当输出电压VINV高于2.6V时，OVR信号SOVR为逻辑“1”；当输出电压VINV低于2.5V时，OVR信号SOVR为逻辑“0”。比较器129也可为迟滞比较器，当输出电压VINV低于2.3V时，UVR信号SUVR-为逻辑“1”；当输出电压VINV高于2.5V时，UVR信号SUVR-为逻辑“0”。上限电压VREF-O与下限电压VREF-U为两个界限电压。OVR信号SOVR与UVR信号SUVR-为两个失调信号，致能时表示输出电压VINV已经接近失去控制了。
OVR控制器124依据比较器128所输出OVR信号SOVR，进行OVR。UVR控制器126依据比较器129所输出的UVR信号SUVR，进行UVR。OVR控制器124控制了开启时间控制器104、关闭时间控制器109、补偿电压设置器127、与转导器102。补偿电压设置器127用来短暂地将补偿电压VCOM设定为预设电压。类似的，UVR控制器126控制了开启时间控制器104、补偿电压设置器127、与转导器102。
图5显示适用于图4中的OVR控制方法MOVR，用以实现OVR。
步骤S1中，比较器128比较输出电压VINV与上限电压VREF-O，来检测是否输出电压VINV过高，发生了过高压(over voltage，OV)事件。
当OV事件发生时，比较器128输出逻辑“1”，触发四个对策，来进行OVR，分别由步骤S2、S3、S4与S5所进行。在一段预设加速时间内，步骤S2将转导器102的转导gm增大。步骤S3将补偿电压VCOM设定为不高于预设电压VR1。也就是说，如果当下的补偿电压VCOM高于预设电压VR1时，补偿电压VCOM会被强制设定为预设电压VR1。如果补偿电压VCOM低于预设电压VR1时，步骤S3将不影响补偿电压VCOM。步骤S4提供预设缓冲时间，并在这预设缓冲时间内，步进地增加三角波信号VTRI中的斜率RA，以使得开启时间TON缓冲地缩小。预设缓冲时间后，开启时间TON维持在最小开启时间TON-MIN。步骤S5提供预设缓冲时间，并在这预设缓冲时间内，步进地减少最大开关频率fMAX，以使得关闭时间TOFF缓冲地增加，开关频率fSW缓冲地减少。预设缓冲时间后，开关频率fSW维持在最小开关频率fSW-MIN。
在实施例中，步骤S5中的预设缓冲时间可以跟步骤S4中的预设缓冲时间完全相同，都紧接于OV事件发生之后，但本发明并不限于此。在其他实施例中，步骤S5中的预设缓冲时间可以跟步骤S4中的预设缓冲时间可以不相同。
步骤S4步进地增加三角波信号VTRI中的斜率RA，以使开启时间TON缓冲地缩小，但本发明不限于此。在另一实施例中，步骤S4可以步进地变化斜率RA之外的另一特征，使开启时间TON缓冲地缩小。
步骤S6可以采用比较器128，来判断是否OV事件已经解除。当OV事件已经解除时，步骤S7步进地增加最大开关频率fMAX以及减少三角波信号VTRI中的斜率，使得开关频率fSW与开启时间TON都缓冲地增加，最后恢复为正常操作状态。简单的说，步骤S7等同于逆向地执行步骤S4与S5。
图6A显示图4中，相关于OVR的电路，可以实现图5中的OVR控制方法MOVR。图6B显示当OV事件发生与解除时，输出电压VINV、补偿电压VCOM、OVR信号SOVR、计数DCNT、三角波信号VTRI的斜率RA、最大开关频率fMAX、转导器102中的转导gm、以及电流检测电压VCS。
在图6B中的时间点t1，比较器128发现输出电压VINV高过2.6V，OVR信号SOVR从逻辑上的“0”转为“1”，视为OV事件开始。OVR信号SOVR的上升缘(rising edge)使得脉冲产生器134提供短脉冲。
脉冲产生器134所提供的短脉冲致能补偿电压设置器127，其使得补偿电压VCOM不高于预设电压VR1。如同图6A所举例的，脉冲产生器134所提供的短脉冲开启了开关SW2。因此，图6B中的补偿电压VCOM迅速的被拉低到预设电压VR1。先行压低补偿电压VCOM可以迅速降低功率因子校正电源转换器14当下所输出的能量，避免OV事件进一步恶化。
脉冲产生器134所提供的短脉冲也使加速时间产生器135开始计时预设加速时间。加速时间产生器135包含有计数器138与SR触发器136，举例来说，可以架构来使得SR触发器136的输出Q在OV事件发生后的8个连续开关周期内，都维持在逻辑上的“1”，其他时间都维持在逻辑上的“0”。换言之，预设加速时间就是8个连续开关周期。而在预设加速时间内，转导器102中的开关SW1导通，使得两个转导器一起依据驱动补偿电容CCOM，所以转导gm成为gm1与gm2的和；在预设加速时间之外，开关SW1关闭，只有一个转导器驱动补偿电容CCOM，转导gm只剩下gm1。因此，等效上，在预设加速时间内，转导器102的转导gm增大，可以加速使得补偿电压VCOM迅速地到达反应当下负载所应对应的准位。如同图6B所示，当OV事件发生后，补偿电压VCOM开始迅速地下降。
脉冲产生器134所提供的短脉冲也使得OVR缓冲控制器130开始进行缓冲程序，使计数DCNT上数。如同图6B所示，计数DCNT每经过两个开关周期增加1，所以经过6个开关周期后，计数DCNT从0转变为最终的3，因此定义了预设缓冲时间为6个开关周期。在另一个实施例中，预设缓冲时间可以是更多或是更少个开关周期，也可以不是以开关周期为单位计算的一段时间长度。
如同图6A所示，计数DCNT控制了三角波产生器106中影响三角波信号VTRI的可控制电流源CSU1，也同时控制了最大切换频率控制器118中用以决定最大开关频率fMAX的可控制电流源CSU2。
随着计数DCNT的增加，可控制电流源CSU1所提供的电流步进地增加，也导致了三角波信号VTRI的斜率RA步进地增加。因此，在预设缓冲时间内，随着一个个开关周期的加入，开启时间TON减少，电流检测电压VCS的峰值降低，如同图6B所示。在预设缓冲时间之后，开启时间TON成为前缘遮蔽器114所定义的最小开启时间TON-MIN。
类似的，随着计数DCNT的增加，可控制电流源CSU2所提供的电流步进地减少。因此，在预设缓冲时间内，随着一个个开关周期的加入，最小关闭时间TOFF-MIN步进地增加，所以最大开关频率fMAX步进地减少，如同图6B所示。因此，开关频率fSW随着一个个开关周期减少，而在预设缓冲时间之后，因为最大开关频率fMAX已经等于最小开关频率fMIN，所以开关频率fSW成为最小开关频率fMIN。
因为开关频率fSW为最小开关频率fMIN，且开启时间TON为最小开启时间TON-MIN，功率因子校正电源转换器14只有提供非常少的能量转换，因此直流电压VIN2与输出电压VINV开始下降，如同图6B所示。
在图6B中的时间点t2，比较器128发现输出电压VINV低过2.5V，OVR信号SOVR从逻辑上的“1”转为“0”，视为OV事件解除。2.5V可以视为预设回稳电压。OVR信号SOVR的下降缘(falling edge)使得脉冲产生器132提供短脉冲，触使OVR缓冲控制器130开始进行另一缓冲程序，使计数DCNT下数。如同图6B所示，在时间点t2之后，计数DCNT下数，斜率RA步进地减少，最大开关频率fMAX步进地增加。OV事件解除后，在一段紧接的预设缓冲时间内，缓冲程序使得功率因子校正电源转换器14步进地恢复到正常操作。简单的来说，当OV事件解除后，缓冲控制器130所进行的缓冲程序，就是与OV事件开始所进行的缓冲程序刚好相反，可以参考图6B与先前相关教导了解得知，不再重述。但这并不用来限制本发明。在其他实施例中，当OV事件解除后缓冲控制器130所进行的缓冲程序，不必要与OV事件开始所进行的缓冲程序完全相反。举例来说，在另一个实施例中，OV事件解除后缓冲控制器130对于计数DCNT减少的速度比较慢，可以定义另一个比较长的预设缓冲时间。
图7显示适用于图4中的UVR控制方法MUVR，用以实现UVR。
步骤S11中，比较器129比较输出电压VINV与下限电压VREF-U，来检测是否输出电压VINV过低，发生了过低压(under voltage，UV)事件。
当UV事件发生时，比较器129输出逻辑“1”，触发两个对策，来进行UVR，分别由步骤S12与S13所进行，并提供另一个对策，在UV事件解除时，由步骤S15所进行。
步骤S12将补偿电压VCOM设定为不低于预设电压VR2。也就是说，如果当下的补偿电压VCOM低于预设电压VR2时，补偿电压VCOM会被强制拉高成为预设电压VR2。如果补偿电压VCOM高于预设电压VR2时，步骤S12将不影响补偿电压VCOM。
步骤S13一开始把限流电压VCS-LMT从原始预设值VCS-DEF减少为起始值VCS-INT，并提供预设缓冲时间。在这预设缓冲时间内，步骤S13步进地从起始值VCS-INT开始增加限流电压VCS-LMT，以使得开启时间TON缓冲地增加。预设缓冲时间后，限流电压VCS-LMT回到原始预设值VCS-DEF。在实施例中，步骤S13中的预设缓冲时间可以跟步骤S4或S5中的预设缓冲时间完全相同，但本发明并不限于此。在其他实施例中，步骤S13中的预设缓冲时间可以跟步骤S4中的预设缓冲时间不相同。
步骤S13步进地增加限流电压VCS-LMT，以使开启时间TON缓冲地增加，但本发明不限于此。在另一实施例中，步骤S13可以步进地变化限流电压VCS-LMT之外的另一特征，使开启时间TON缓冲地增加。
步骤S14可以采用比较器129，来判断是否UV事件已经解除。当UV事件已经解除时，步骤S15在一段预设加速时间内，将转导器102的转导gm增大。
图8A显示图4中，相关于UVR的电路，可以实现图7中的UVR控制方法MUVR。图8B显示当UV事件发生与解除时，输出电压VINV、补偿电压VCOM、限流电压VCS-LMT、电流检测电压VCS、UVR信号SUVR、以及转导器102中的转导gm。
在图8B中的时间点t11，比较器129发现输出电压VINV低于2.3V，UVR信号SUVR从逻辑上的“0”转为“1”，视为UV事件开始。UVR信号SUVR的上升缘使得脉冲产生器150提供短脉冲。
脉冲产生器150所提供的短脉冲致能补偿电压设置器127，其使得补偿电压VCOM不低于预设电压VR2。如同图8A所举例的，补偿电压设置器127中的电路架构来拉升补偿电压VCOM至预设电压VR2为止。先行拉高补偿电压VCOM可以迅速增加功率因子校正电源转换器14当下所输出的能量，避免UV事件进一步恶化。
脉冲产生器150所提供的短脉冲也使得UVR控制器126中的电流限制控制152开始进行缓冲程序，先使限流电压VCS-LMT从原始预设值VCS-DEF减少为起始值VCS-INT，并提供预设缓冲时间。在这预设缓冲时间内，电流限制控制152从起始值VCS-INT开始步进地增加限流电压VCS-LMT，最后恢复到原始预设值VCS-DEF，如同图8B举例所示。举例来说，电流限制控制154可以具有计数器以及数字模拟转换器。脉冲产生器150所提供的短脉冲先将计数器归零，然后在预设缓冲时间内计数器渐渐地增加其输出的数值，直到数值为最大值。数字模拟转换器将计数器所输出的数值转换成为相对应的限流电压VCS-LMT。这样缓冲程序可能可以避免功率因子校正电源转换器14因能量转化变化过大时所造成的异音。
在图8B中的时间点t12，比较器129发现输出电压VINV高过2.5V，UVR信号SUVR从逻辑上的“1”转为“0”，视为UV事件解除。UVR信号SUVR的下降缘(falling edge)使得脉冲产生器154提供短脉冲，触使加速时间产生器156开始计时预设加速时间，从时间点t12到时间点t13。加速时间产生器156的电路结构与加速时间产生器135相类似，可以通过先前的教导而得知，不再重述。在预设加速时间内，转导器102的转导gm增大，可以加速使得补偿电压VCOM迅速地到达反应当下负载所应对应的准位。恢复为正常操作状态。
通过以上的OVR控制方法MOVR与UVR控制方法MUVR，功率因子校正电源转换器14可以在负载暂态响应时，预防直流电压VIN2过高或过低，使整个开关式电源供应器10稳定地操作，并避免了异音的产生。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (18)

1.一种控制方法，适用于电源转换器中的电源控制器，该控制方法包含有：
比较该电源转换器的输出电压以及目标电压，依据转导，提供补偿电流，其中，该补偿电流用以建立补偿电压；
依据该补偿电压，控制功率开关，产生多个开关周期，每一开关周期包含有开启时间以及关闭时间；
比较该输出电压以及界限电压；
当该输出电压跨过该界限电压时，提供失调信号；以及
依据该失调信号，至少进行下列步骤其中之一，该步骤包含有：
将该补偿电压设定为预设电压；
提供预设缓冲时间，并于该预设缓冲时间内，步进地变化特征，以使该开启时间缓冲地改变；以及
提供预设加速时间，并于该预设加速时间内，增加该转导。
2.如权利要求1所述的控制方法，包含有：
依据该补偿电压以及三角波信号，控制该开启时间，其中，该三角波信号具有斜率；以及
于该预设缓冲时间内，步进地变化该斜率，以使该开启时间缓冲地改变。
3.如权利要求2所述的控制方法，其中，该预设缓冲时间为第一缓冲时间，紧接于当该输出电压超过该界限电压时。
4.如权利要求3所述的控制方法，包含有：
于该第一缓冲时间内，步进地增加该斜率，以缓冲地减少该开启时间；
提供第二缓冲时间，接于当该输出电压低于预设回稳电压；以及
并于该第二缓冲时间内，步进地减少该斜率，以缓冲地增加该开启时间。
5.如权利要求1所述的控制方法，包含有：
比较电流检测电压以及限流电压，来控制该开启时间；以及
于该预设缓冲时间内，步进地增加该限流电压，至原始预设值；
其中，该电流检测电压可代表流经该功率开关的电流。
6.如权利要求1所述的控制方法，包含有：
依据该补偿电压，提供最小关闭时间；
使该关闭时间不小于最小关闭时间；以及
于该预设缓冲时间内，步进地变化该最小关闭时间。
7.如权利要求1所述的控制方法，其中，该电源控制器耦接至电感，提供零电流检测信号，该控制方法包含有：
依据该零电流检测信号，控制该关闭时间。
8.一种电源控制器，适用于电源转换器，包含有：
转导器，比较该电源转换器的输出电压以及目标电压，依据转导，提供补偿电流，用以建立补偿电压；
开启时间控制器，依据该补偿电压，控制功率开关的开启时间；
关闭时间控制器，用以控制该功率开关的关闭时间；以及
状态检测器，依据该输出电压、上限电压、以及下限电压，控制该转导器、该开启时间控制器、该关闭时间控制器、以及补偿电压设置器；
其中，该补偿电压设置器可以设定该补偿电压。
9.如权利要求8所述的电源控制器，其中，该开启时间控制器包含有三角波产生器，用以提供三角波信号，该开启时间控制器比较该三角波信号以及该补偿电压，用以控制该开启时间，该三角波信号具有斜率，当该输出电压超过该上限电压时，该开启时间控制器使该斜率步进地增加，以缓冲地减少该开启时间。
10.如权利要求9所述的电源控制器，其中，当该状态检测器依据该输出电压以及该上限电压，认为过高压事件解除时，该开启时间控制器使该斜率步进地减少。
11.如权利要求8所述的电源控制器，其中，该关闭时间控制器提供有最小关闭时间，且当该输出电压超过该上限电压时，该关闭时间控制器使该最小关闭时间步进地增加，以缓冲地减少该功率开关的开关频率。
12.如权利要求11所述的电源控制器，其中，当该状态检测器依据该输出电压以及该上限电压，认为过高压事件解除时，该关闭时间控制器使该最小关闭时间步进地减少。
13.如权利要求8所述的电源控制器，其中，当该输出电压超过该上限电压时，该补偿电压设置器使该补偿电压不高于预设电压。
14.如权利要求8所述的电源控制器，其中，当该输出电压超过该上限电压时，该转导器于预设加速时间内增加该转导。
15.如权利要求8所述的电源控制器，其中，当该输出电压低于该下限电压时，该补偿电压设置器使该补偿电压不低于预设电压。
16.如权利要求8所述的电源控制器，其中，该开启时间控制器依据限流电压以及电流检测电压，来控制该开启时间，该电流检测电压可代表流经该电源转换器的功率开关的电流，且当该输出电压低于该下限电压时，该开启时间控制器使该限流电压步进地增加，以缓冲地增加该开启时间。
17.如权利要求8所述的电源控制器，其中，当该状态检测器依据该输出电压以及该下限电压，认为过低压事件解除时，该转导器于预设加速时间内增加该转导。
18.如权利要求8所述的电源控制器，其中，该开启时间控制器可实现固定开启时间控制，该关闭时间控制器可实现临界模式。
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