CN111585698B - 一种多维编码调制方法及译码解调方法 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供了一种多维编码调制方法及译码解调方法，调制方法包括：获取当前信道的信噪比，当信噪比小于预设值时，根据第一分组方式对待调制信号进行分组，当信噪比不小于预设值时，根据第二分组方式对待传输信号进行分组，得到各分组数据，对分组数据中的k个编码比特进行卷积编码，得到k+1个编码后比特，根据预设的比特与多维子集的对应关系，从各多维子集中选择与编码后比特相对应的目标子集，将分组数据中的非编码比特映射到目标子集中，完成对分组数据的调制。采用本发明实施例提供的方案进行信号调制，在信道条件较差时，可以减低调制过程中的误码率，并且提高了编码调制系统的灵活性。

Description

一种多维编码调制方法及译码解调方法
技术领域
本发明涉及通信技术领域，特别是涉及一种多维编码调制方法及译码解调方法。
背景技术
在传统的信号传输系统中，信号的纠错与调制是两个独立的部分，信号纠错通常通过纠错编码实现。由于进行纠错编码往往会带来频带利用率的下降，为了提高频带利用率，可以使用网格编码调制(Trellis Coded Modulation，简称TCM)进行信号调制，其中，TCM是一种把编码和调制相结合的信号调制技术。
然而，在使用现有的TCM进行信号调制的过程中发现，当信道条件较差时，信号调制过程中的误码率较大。
发明内容
本发明实施例的目的在于提供一种多维编码调制方法及译码解调方法，以提升多维调制格式的误码性能。具体技术方案如下：
第一方面，本发明实施例提供了一种多维编码调制方法，应用于信号调制端，所述方法包括：
获取当前信道的信噪比；
当所述信噪比小于预设值时，根据第一分组方式对待调制信号进行分组，得到各分组数据；其中，所述待调制信号为二进制码表示的信号，所述第一分组方式按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据包含至少两个多维星座点；
当所述信噪比不小于所述预设值时，根据第二分组方式对所述待传输信号进行分组，得到各分组数据；其中，所述待调制信号为二进制码表示的信号，所述第二分组方式按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据包含一个多维星座点；
对所述分组数据中的k个编码比特进行卷积编码，得到k+1个编码后比特，其中，k为正整数；
根据预设的比特与多维子集的对应关系，从各多维子集中选择与所述编码后比特相对应的目标子集，其中，所述多维子集为：对组成多维星座的二维星座进行分集得到各分集子集、在每种二维维度上选取一个所述分集子集所组成的各多维子集；
将所述分组数据中的非编码比特映射到所述目标子集中，完成对所述分组数据的调制。
可选的，所述对所述分组数据中的k个编码比特进行卷积编码，得到k+1个编码后比特，包括：
使用k/k+1的卷积编码器对所述分组数据中的k个编码比特进行编码，得到k+1个编码后比特。
可选的，所述多维子集的划分方式包括：
按照集分割原理、以使得每个子集内部星座点间的最小欧式距离最大为原则，对构成多维星座的二维星座进行子集划分，得到各分集子集；
在每种二维维度上选取一个所述分集子集组成各多维子集；
其中，当所述多维星座的维度为2n，组成所述多维星座的二维星座被分为p个分集子集时，所述多维星座包含的多维子集数S＝pn，n、p为正整数。
可选的，所述将所述分组数据中的非编码比特映射到所述目标子集中，完成对所述分组数据的调制，包括：
将所述分组数据中的非编码比特平均分为M组比特，M组比特中的每组比特对应一个多维星座点；
将M组比特中的每组比特映射在二维平面中，得到每个多维星座点对应的复数表达形式，根据各所述复数表达式将所述分组数据中除所述编码比特外的比特映射到所述目标子集中，完成对所述分组数据的调制。
可选的，所述分组数据中包括的多维星座点的个数L满足以下表达式：
(L-1)δ0<δmin,L>1
其中，δ0表示每组数据包含1个星座点时网格编码调制TCM的网格图中非并行路径转移之间的最小距离，δmin表示所述多维子集内部的最小欧式距离。
第二方面，本发明实施例提供了一种多维译码解调方法，应用于信号解调端，所述方法包括：
针对待解调信号的相邻的L个多维星座点，计算各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离，其中，L的取值与第一分组方式中每组数据包括的多维星座点的个数相同，所述第一子集为多维星座图对应的各个多维子集中的任一子集，所述第一分组方式为：每组数据中包括至少两个多维星座点的分组方式，其中，所述待解调信号是按照第一方面任一项所述的多维编码调制方法调制得到的信号；
判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息；
若小于，针对待解调信号包括的多维星座点中在同一多维子集中的L个第一多维星座点，计算所述第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，得到所述第一多维星座点对应的各最小欧式距离，并根据各个第一多维星座点对应的各最小欧式距离的和，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离；
若不小于，计算待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，根据各个多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离的和，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离；
将各最小欧式距离确定为所述多维星座点对应的各路径度量值；
根据各所述路径度量值对各所述多维星座点进行viterbi译码解调。
可选的，所述针对待解调信号的相邻的L个多维星座点，计算各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离，包括：
从待解调信号中选择多组第一子信号，其中，所述第一子信号包括待解调信号的相邻的L个多维星座点，各组第一子信号中包括的多维星座点属于同一多维子集；
针对每组第一子信号，计算该组第一子信号包括的各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到该组第一子信号中L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离；
所述判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息，包括：
计算各组第一子信号对应的L个最小欧式距离的方差，得到各组第一子信号对应的方差，其中，所述第一子信号对应的L个最小欧式距离为：第一子信号中L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离；
计算各组第一子信号对应的方差的平均值，并判断所述平均值是否小于预设平均值。
可选的，所述判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息，包括：
计算L个最小欧式距离的方差，并判断所述方差是否小于预设值。
可选的，所述计算所述第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，得到所述第一多维星座点对应的各最小欧式距离，并根据各个第一多维星座点对应的各最小欧式距离的和，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，包括：
针对L个第一多维星座点中的第l个第一多维星座点，计算该第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离M1l～MSl；
计算L个第一多维星座点中的各个星座点到第s个多维子集的最小欧式距离的和Ms，其中，Ms的表达式为：
Figure BDA0002445876080000041
s的取值从1至S；
所述将各最小欧式距离确定为所述多维星座点对应的各路径度量值，包括：
将M1～MS确定为所述多维星座点对应的各路径度量值。
可选的，所述计算待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，根据各个多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，包括：
计算待解调信号的单个多维星座点到第s个多维子集的最小欧式距离M1～MS；
所述将各最小欧式距离确定为所述多维星座点对应的各路径度量值，包括：
将M1～MS确定为所述多维星座点对应的各路径度量值。
本发明实施例提供的技术方案在进行信号调制时，当信道的信噪比小于预设值时，根据第一分组方式对待调制信号进行分组，得到各分组数据，当所述信噪比不小于预设值时，根据第二分组方式对待传输信号进行分组，得到各分组数据，再对分组数据中的前k个比特进行编码，得到k+1个编码后比特，根据预设的比特与多维子集的对应关系，从各多维子集中选择与编码后比特相对应的目标子集，多维子集为：对组成多维星座的二维星座进行分集得到各分集子集、在每种二维维度上选取一个所述分集子集所组成的各多维子集。本发明实施例提供的技术方案可以根据信道的信噪比选择不同的分组方式对信号进行分组，采用第一分组方式得到的每组数据中包括至少两个多维星座点，采用第二分组方式得到的每组数据中包括一个维星座点，当分组数据中包括的星座点数量多于1个时，可以对一组分组数据中的至少两个星座点同时进行编码调制，从而在信道条件较差时，可以减低调制过程中的误码率。另外，使用本发明实施例提供的技术方案还可以根据信道的信噪比更灵活地选择更适合当前新造比的信号调制方式，提高了信号调制的灵活性，且使用本发明实施例提供的技术方案，可以在不增加复杂度的条件下，根据信道条件，在信噪比较低的条件下以部分频谱效率为代价，提升多维调制格式的误码性能，同时在接收端实现对调制方式的自动识别，提高了弹性编码调制系统的灵活性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的多维编码调制方法的一种流程示意图；
图2为本发明实施例提供的对一组分组数据进行编码调制的示意图；
图3为本发明实施中的组成多维星座的二维星座子集划分示意图；
图4为本发明实施例提供的一种2/3卷积编码器结构示意图；
图5为本发明实施例提供的多维编码调制方法与使用8psk调制方法、6D-TCM-8psk调制方法对信号进行调制时的信噪比与误码率的变化曲线图；
图6为本发明实施例提供的多维译码解调方法的一种流程示意图；
图7为本发明实施例提供的六维译码解调方法的一种流程示意图；
图8为本发明实施例提供的六维译码解调方法的另一种流程示意图；
图9为本发明实施例提供的多维编码调制装置的一种结构示意图；
图10为本发明实施例提供的多维译码解调装置的一种结构示意图；
图11为本发明实施例提供的调制端设备的一种结构示意图；
图12为本发明实施例提供的解调端设备的一种结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为了在信道条件较差时减小信号调制过程中的误码率，本发明实施例提供了一种多维编码调制方法及译码解调方法。
下面首先对本发明实施例所提供的多维编码调制方法进行介绍。
本发明实施例提供的多维编码调制方法的执行主体是信号调制端，该信号调制端可以是信号发送端，也可以是接收信号发送端发送的信号后对接收到的信号进行调制的电子设备端，信号调制端例如可以是手机、平板电脑、雷达、测量仪器等设备。
本发明实施例提供的多维编码调制基于多维星座图，多维编码调制的维度数与其所基于的多维星座图的维度数一致。本发明实施例中的多维编码调制指的是维度数大于2的编码调制，该维度数为2n，n为正整数，例如，多维编码调制可以是四维编码调制、六维编码调制、八维编码调制等。
如图1所示，本发明实施例提供的多维编码调制方法包括以下步骤S110～S160。
S110：获取当前信道的信噪比。
信号调制端可以按预设的时间间隔获取当前信道的信噪比，预设的时间间隔例如可以是2秒～1分钟中的任一时间间隔，预设的时间间隔也可以是其他的时间间隔，预设的时间间隔越小，所获取的当前信道的信噪比越准确。
信号调制端也可以在确定了待调制信号后，获取当前信道的信噪比。
信号调制端也可以通过其他方式获取当前信道的信噪比，本发明实施例不具体限定。
S120：当上述信噪比小于预设值时，根据第一分组方式对待调制信号进行分组，得到各分组数据。
上述预设值可以是10分贝～15分贝中的任一值，也可以是其他分贝值，本发明实施例不具体限定，当预设值越大时，调制过程中的误码率越低。
上述第一分组方式按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据包含至少两个多维星座点。
上述待调制信号为二进制码表示的信号。
例如，第一分组方式可以按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据中包含编两个多维星座点。
第一分组方式也可以按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据中包括三个或四个多维星座点。本领域技术人员可以根据实际需要确定第一分组方式中每组数据包括的多维星座点的个数，本发明实施例不具体限定。
分组数据中的编码比特可以位于各多维星座点之前，也可以位于各多维星座点之后，编码比特可以为多维子集中星座点所需比特的整数倍，倍数取决于本组信号的星座点数。
上述多维星座点指的是维度数大于2的星座点，多维星座点例如可以是四维星座点、六维星座点、八维星座点等。多维星座点是指上述多维星座图中的星座点。
例如，如图2所示，“00111001001111”为根据第一分组方式得到的一组分组数据，该分组数据中的非编码比特包括“111001”、“001111”，对应两个六维星座点，前两个比特“00”为编码比特，编码比特为用于卷积编码的比特。
S130：当上述信噪比不小于上述预设值时，根据第二分组方式对待传输信号进行分组，得到各分组数据。
上述第二分组方式为：每组数据中包括编码比特和一个多维星座点的分组方式。
S140：对上述分组数据中的k个编码比特进行卷积编码，得到k+1个编码后比特。
得到的编码后比特用于网格编码调制中对多维子集的选择。
在一种实施方式中，可以使用k/k+1的卷积编码器对上述分组数据中的k个编码比特进行编码。例如，当编码比特的比特个数为2时，可以使用2/3的8状态卷积编码器对上述分组数据中的前两个比特进行编码，使得两个比特经编码后转换为3个比特。
在一种实施方式中，k的取值可以根据多维星座的多维子集个数S确定，具体的，k的取值可以通过以下表达式确定：
k+1＝log2S
例如，如表1所示，6D-TCM-8PSK共8种分集方式，选择位的比特个数k＝2。如图2，取前两位“00”作为选择位输入卷积编码器输出“101”实现对8个子集的选择，其中，选择位即编码比特。
表1
编码后比特 6D组合类型 编码后比特 6D组合类型
000 A×A×A 100 B×A×A
001 A×A×B 101 B×A×B
010 A×B×A 110 B×B×A
011 A×B×B 111 B×B×B
S150：根据预设的比特与多维子集的对应关系，从各多维子集中选择与编码后比特相对应的目标子集。
上述多维子集为：对组成多维星座的二维星座进行分集得到各分集子集、在每种二维维度上选取一个所述分集子集所组成的各多维子集。
在本发明实施例中，多维星座的维度为2n，其中组成多维星座的二维星座被分为p个子集，则多维星座包含的子集数S＝pn。
例如，如图3所示，当多维星座图的维度数为6，多维星座图中包括8个星座点时，多维星座图可以划为A、B两个二维子集，每个二维子集中可以包括4个星座点。这样，六维子集可以由3个二维子集组成，3个二维子集组成的六维子集如表1所示，共8个。，在预设的比特与多维子集的对应关系中，这八个子集分别对应的比特为：000、001、010、100、011、110、101、111。
如图2所示，例如当编码比特“00”经2/3卷积编码器编码得到编码后比特为“101”，根据“101”选择的目标子集为六维子集B×A×B。其中，图4为2/3卷积编码器的一种结构示意图，图4中，m1、m2、m3为卷积编码器的寄存器，b1、b2、b3为输出的三个比特。
S160：将分组数据中的非编码比特映射到目标子集中，完成对分组数据的调制。
本发明实施例提供的调制方法可以根据信道的信噪比选择不同的分组方式对信号进行分组，采用第一分组方式得到的每组数据中包括至少两个多维星座点，采用第二分组方式得到的每组数据中包括一个维星座点，当分组数据中包括的星座点数量多于1个时，可以对一组分组数据中的至少两个星座点同时进行编码调制，从而在信道条件较差时，可以减低调制过程中的误码率。另外，使用本发明实施例提供的技术方案还可以根据信道的信噪比更灵活地选择更适合当前新造比的信号调制方式，提高了信号调制的灵活性，且使用本发明实施例提供的技术方案，可以在不增加复杂度的条件下，根据信道条件，在信噪比较低的条件下以部分频谱效率为代价，提升多维调制格式的误码性能，同时在接收端实现对调制方式的自动识别，提高了弹性编码调制系统的灵活性。
如图5所示为使用8psk调制方法、6D-TCM-8psk调制方法以及SSM-6D-TCM-8psk对信号进行调制时的信噪比与误码率的变化曲线图。其中，SSM-6D-TCM-8psk指本发明实施例提供的按第一分组方式对待调制信号进行分组的六维编码调制方法，本发明实施例提供的多维编码调制方法也可以称为基于子集选择调制(Subset Selective Modulation，简称SSM)的编码调制方法；6D-TCM-8psk指本发明实施例提供的按第二分组方式对待调制信号进行分组的六维编码调制方法，从图5可以看出，在同一信噪比的前提下，牺牲部分频谱效率的SSM-6D-TCM-8psk调制方法相比普通6D-TCM-8psk调制方法进行信号调制的误码率较低，两种调制方式灵活切换，提高了弹性编码调制系统的灵活性。
在一种实施方式中，步骤S160，可以按以下步骤H～I实现：
步骤H：将分组数据中除编码比特外的比特平均分为M组比特，M组比特中的每组比特对应一个多维星座点。
当每组比特包括m个比特时，每组信号一共包含k+M×m个比特，其中，每组信号即每组分组数据。
步骤H中，M相当于一组分组数据中包括的多维星座点的个数L，即M＝L。分组数据中包括的多维星座点的个数L满足以下表达式：
(L-1)δ0<δmin,L>1
其中，δ0表示每组数据包含1个星座点时网格编码调制TCM的网格图中非并行路径转移之间的最小距离，δmin表示多维子集内部的最小欧式距离。
TCM编码的自由欧式距离dfree由δmin和δfree决定，dfree由以下表达式确定：
dfree＝min[δmin,δfree]
δfree表示分集子集内部的自由欧式距离，δfree由以下表达式确定：
δfree＝Lδ0
如图2所示，一组分组数据中包括2个六维星座点，即L＝2，图2中，将分组数据“00111001001111”中除“00”外的“111001001111”分为两组，每6位对应一个多维星座点，其中每2位一组，对应星座点在一个2D方向上的位置。图2中“111001”和“001111”分别确定2个六维星座点。
步骤I：将M组比特中的每组比特映射在二维平面中，得到每个多维星座点对应的复数表达形式，根据各复数表达式将分组数据中除编码比特外的比特映射到所述目标子集中，完成对分组数据的调制。
k比特选择位经过卷积编码器输出k+1比特，对确定本组星座点所在的多维子集。
例如，如图2所示，卷积编码器输出“101”对应二维组合类型为“BxAxB”的多维子集。
例如，如图2所示，六维子集类型为二维组合类型为“BxAxB”的子集，即非选择位中第一组数据“111001”对应
Figure BDA0002445876080000111
-1、
Figure BDA0002445876080000112
三个二维星座点；第二组数据“001111”对应
Figure BDA0002445876080000113
三个二维星座点，两组二维星座点分别对应两个六维星座点，非选择位即分组数据中除编码比特外的比特位，其中，i表示复数的虚部。
本实施方式通过二维星座点的复数表达形式可以实现对分组数据的调整，调制方法更简单、快速。
在一种实施方式中，述多维子集的划分方式可以包括以下步骤：
按照集分割原理、以使得每个子集内部星座点间的最小欧式距离最大为原则，对构成多维星座的二维星座进行子集划分，得到各分集子集；在每种二维维度上选取一个所述分集子集组成各多维子集。
其中，当所述多维星座的维度为2n，组成所述多维星座的二维星座被分为p个分集子集时，所述多维星座包含的多维子集数S＝pn，n、p为正整数。
本发明实施例还提供了一种多维译码解调方法，该方法的执行主体为信号解调端，该信号调制端可以是信号接收端，信号解调端例如可以是手机、平板电脑、雷达、测量仪器、收音机、电视机等设备。
如图6所示，本发明实施例提供的多维译码解调方法，可以包括以下步骤S610～S660：
S610：针对待解调信号的相邻的L个多维星座点，计算各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离。
步骤S610中的待解调信号是按照上述任一项多维编码调制方法调制后得到的信号。L的取值与上述多维编码调制方法中的第一分组方式中每组数据包括的多维星座点的个数相同。
待解调信号的相邻的L个多维星座点可以为待解调信号包括的各多维星座点中任意相邻的L个多维星座点。
上述第一子集为多维星座图对应的各个多维子集中的任一子集。
例如，如图2所示，组成六维星座图的2D-8psk可以划分为A、B两个二维子集。六维子集由3个二维子集组合而成，3个二维子集的组合形式如表1所示。
在一种实施方式中，可以按以下步骤计算各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离：
针对待解调信号相邻的L个多维星座点中的每个多维星座点，计算该多维星座点到第一子集中的各个星座点的欧式距离，并将最小的欧式距离确定为该多维星座点到第一子集的最小欧式距离。
S620：判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息。
上述差异信息可以是L个最小欧式距离的方差或标准差。当上述差异信息是L个最小欧式距离的方差或标准差时，预设的差异信息可以是0～10中的任一值，也可以是其他较小的值。
S630：步骤S620的判断结果为是，则针对待解调信号包括的多维星座点中在同一多维子集中的L个第一多维星座点，计算该第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，得到第一多维星座点对应的各最小欧式距离，并根据各个第一多维星座点对应的各最小欧式距离的和，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离。
在一种实施方式中，步骤S630可以按以下步骤D～E实现：
步骤D：针对L个第一多维星座点中的第l个第一多维星座点，计算该第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离M1l～MSl；
步骤E：计算L个第一多维星座点中的各个星座点到第s个多维子集的最小欧式距离的和Ms，其中，Ms的表达式为：
Figure BDA0002445876080000131
s的取值从1至S；
例如，如图7所示为当多维星座的维度数为6时，确定多维星座点对应的各路径度量值的流程示意图。
图7所示的实施例中，将多维星座点分为3个二维星座点，到每种二维子集的欧氏距离为MA或MB，六维子集包括3个二维子集，共8种组合方式，对应的M1l～M8l如下：
M1l＝MA1l+MA2l+MA3l
M2l＝MA1l+MA2l+MB3l
M3l＝MA1l+MB2l+MA3l
…
M8l＝MB1l+MB2l+MB3l
如图7所示，计算这一组星座点到第s个多维子集的最小欧式距离的和Ms，其中，Ms的表达式为：
Figure BDA0002445876080000141
s的取值从1至8；
将得到的M1～M8作为度量值进行译码。
S640：若步骤S620的判断结果为否，则计算待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，根据各个多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离。
在一种实施方式中，步骤S640，可以按以下步骤G实现：
步骤G：计算待解调信号的单个多维星座点到第s个多维子集的最小欧式距离M1～MS。
如图8所示，为当多维星座的维度数为6时，确定多维星座点对应的各路径度量值的流程示意图。图8所示的实施例中将多维星座点分为3个二维星座点，到每种二维子集的欧氏距离为MA或MB，六维子集包括3个二维子集，共8种组合方式，对应M1～M8如下：
M1＝MA1+MA2+MA3
M2＝MA1+MA2+MB3
M3＝MA1+MB2+MA3
…
M8＝MB1+MB2+MB3
得到的M1～MS将作为度量值进行译码。
S650：将各最小欧式距离确定为上述多维星座点对应的各路径度量值。
具体的，可以将上述各最小欧式距离M1～MS确定为上述多维星座点对应的各路径度量值。
S660：根据各路径度量值对各上述多维星座点进行Viterbi译码。
在一种实施方式中，步骤S660，可以按以下步骤实现：
根据各路径度量值更新网格状态转移图的幸存路径度量值，并采用Viterbi算法选择最小度量值的路径对各上述多维星座点进行译码。译码后，即可得到编码比特和未编码比特。
使用本发明实施例提供的多维编码调制方法进行信号的编码调制时，当信噪比小于预设值时，一次连续传输至少两个同类型子集的星座点，连续传输的各个星座点之间具有相关性。对于QAM、PSK等常见的、且对称的星座图来说，同一子集内的点到其他子集的最小欧式距离是相等的。因此，任意选定一个多维子集作为第一子集，计算相邻的L个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，在信噪比小于预设值时的情况下，该相邻的L个多维星座点到选定子集的最小欧式距离是相等的。利用这一特性，通过计算相邻的L个多维星座点到第一子集的最小欧氏距离，并判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息，可以识别出信号的编码调制方式，从而根据与识别出的编码调制方式相对应的译码解调方式对信号进行解调，从而可以灵活地实现信号的译码解调。
在一种实施方式中，步骤S610，可以按以下步骤H～I实现：
步骤H：从待解调信号中选择多组第一子信号。
上述第一子信号包括待解调信号的相邻的L个多维星座点，各组第一子信号中包括的多维星座点属于同一多维子集。
步骤I：针对每组第一子信号，计算该组第一子信号包括的各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到该组第一子信号中L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离。
步骤S620，可以按以下步骤J～K实现：
步骤J：计算各组第一子信号对应的L个最小欧式距离的方差，得到各组第一子信号对应的方差。
其中，第一子信号对应的L个最小欧式距离为：第一子信号中L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离。
步骤K：计算各组第一子信号对应的方差的平均值，并判断该平均值是否小于预设平均值。
本实施方式选择多组第一子信号可以更准确地识别信号的调制方式。
本发明实施例还提供了一种多维编码调制装置，应用于信号调制端，如图9所示，所述装置包括：
信噪比获取单元910，用于获取当前信道的信噪比；
第一分组单元920，用于当所述信噪比小于预设值时，根据第一分组方式对待调制信号进行分组，得到各分组数据；其中所述待调制信号为二进制码表示的信号，所述第一分组方式按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据包含至少两个多维星座点；
第二分组单元930，用于当所述信噪比不小于所述预设值时，根据第二分组方式对所述待传输信号进行分组，得到各分组数据；其中，所述待调制信号为二进制码表示的信号，所述第二分组方式按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据包含一个多维星座点；
数据编码单元940，用于对所述分组数据中的k个编码比特进行卷积编码，得到k+1个编码后比特，其中，k为整数；
子集选择单元950，用于根据预设的比特与多维子集的对应关系，从各多维子集中选择与所述编码后比特相对应的目标子集，其中，所述多维子集为：对组成多维星座的二维星座进行分集得到各分集子集、在每个二维维度上选取一个所述分集子集所组成的各多维子集；
数据映射单元960，用于将所述分组数据中的非编码比特映射到所述目标子集中，完成对所述分组数据的调制。
本发明实施例提供的技术方案可以根据信道的信噪比选择不同的分组方式对信号进行分组，采用第一分组方式得到的每组数据中包括至少两个多维星座点，采用第二分组方式得到的每组数据中包括一个维星座点，当分组数据中包括的星座点数量多于1个时，可以对一组分组数据中的至少两个星座点同时进行编码调制，从而在信道条件较差时，可以减低调制过程中的误码率。另外，使用本发明实施例提供的技术方案还可以根据信道的信噪比更灵活地选择更适合当前新造比的信号调制方式，提高了信号调制的灵活性。
在一种实施方式中，所述数据编码单元940，具体用于：
使用k/k+1的卷积编码器对所述分组数据中的k个编码比特进行编码，得到k+1个编码后比特。
在一种实施方式中，所述多维子集的划分方式可以包括：
按照集分割原理、以使得每个子集内部星座点间的最小欧式距离最大为原则，对构成多维星座的二维星座进行子集划分，得到各分集子集；
在每种二维维度上选取一个所述分集子集组成各多维子集；
其中，当所述多维星座的维度为2n，组成所述多维星座的二维星座被分为p个分集子集时，所述多维星座包含的多维子集数S＝pn，n、p为正整数。
在一种实施方式中，所述数据映射单元960，具体用于：
将所述分组数据中的非编码比特平均分为M组比特，M组比特中的每组比特对应一个多维星座点；
将M组比特中的每组比特映射在二维平面中，得到每个多维星座点对应的复数表达形式，根据各所述复数表达式将所述分组数据中除所述编码比特外的比特映射到所述目标子集中，完成对所述分组数据的调制。
所述分组数据中包括的多维星座点的个数L满足以下表达式：
(L-1)δ0<δmin,L>1
其中，δ0表示每组数据包含1个星座点时网格编码调制TCM的网格图中非并行路径转移之间的最小距离，δmin表示所述多维子集内部的最小欧式距离。
本发明实施例还提供了一种多维译码解调装置，应用于信号解调端，如图10所示，所述装置包括：
距离计算单元1010，用于针对待解调信号的相邻的L个多维星座点，计算各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离，其中，L的取值与第一分组方式中每组数据包括的多维星座点的个数相同，所述第一子集为多维星座图对应的各个多维子集中的任一子集，所述第一分组方式为：每组数据中包括至少两个多维星座点的分组方式，其中，所述待解调信号是按照上述任一项所述的多维编码调制方法调制得到的信号；
距离判断单元1020，用于判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息；
第一欧式距离计算单元1030，用于当所述距离判断单元1020的判断结果为是时，针对待解调信号包括的多维星座点中在同一多维子集中的L个第一多维星座点，计算所述第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，得到所述第一多维星座点对应的各最小欧式距离，并根据各个第一多维星座点对应的各最小欧式距离的和，确定待解调信号包括的每组多维星座点到每种多维子集的最小欧式距离；
第二欧式距离计算单元1040，用于当所述距离判断单元1020的判断结果为否时，计算待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，根据各个多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离；
度量值确定单元1050，用于将各最小欧式距离确定为所述多维星座点对应的各路径度量值；
译码解调单元1060，用于根据各所述路径度量值对各所述多维星座点进行Viterbi译码解调。
本发明实施例还提供了一种调制端设备，如图11所示，包括处理器1101、通信接口1102、存储器1103和通信总线1104，其中，处理器1101、通信接口1102、存储器1103通过通信总线1104完成相互间的通信，
存储器1103，用于存放计算机程序；
处理器1101，用于执行存储器1103上所存放的程序时，实现上述任一项提供的多维编码调制方法。
本发明实施例还提供了一种解调端设备，如图12所示，包括处理器1201、通信接口1202、存储器1203和通信总线1204，其中，处理器1201、通信接口1202、存储器1203通过通信总线1204完成相互间的通信，
存储器1203，用于存放计算机程序；
处理器1201，用于执行存储器1203上所存放的程序时，实现上述任一项提供的多维译码解调方法。
上述调制端设备、解调端设备中提到的通信总线可以是外设部件互连标准(Peripheral Component Interconnect，PCI)总线或扩展工业标准结构(ExtendedIndustry Standard Architecture，EISA)总线等。该通信总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
通信接口用于上述电子设备与其他设备之间的通信。
存储器可以包括随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)，也可以包括非易失性存储器(Non-Volatile Memory，NVM)，例如至少一个磁盘存储器。可选的，存储器还可以是至少一个位于远离前述处理器的存储装置。
上述的处理器可以是通用处理器，包括中央处理器(Central Processing Unit，CPU)、网络处理器(Network Processor，NP)等；还可以是数字信号处理器(Digital SignalProcessing，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件。
本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述存储介质内存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述任一项提供的多维编码调制方法。
本发明实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述存储介质内存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述任一项提供的多维译码解调方法。
本发明实施例还提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述任一项提供的多维编码调制方法。
本发明实施例还提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述任一项提供的多维译码解调方法。
对于装置/调制端设备/解调端设备/存储介质/程序产品实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (9)

1.一种多维编码调制方法，其特征在于，应用于信号调制端，所述方法包括：
获取当前信道的信噪比；
当所述信噪比小于预设值时，根据第一分组方式对待调制信号进行分组，得到各分组数据；其中，所述待调制信号为二进制码表示的信号，所述第一分组方式按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据包含至少两个多维星座点；
当所述信噪比不小于所述预设值时，根据第二分组方式对所述待传输信号进行分组，得到各分组数据；其中，所述待调制信号为二进制码表示的信号，所述第二分组方式按以下原则进行分组：每组数据分为编码比特和非编码比特，编码比特用于选择多维子集，非编码比特用于选择多维子集内的信号点，每组数据包含一个多维星座点；
对所述分组数据中的k个编码比特进行卷积编码，得到k+1个编码后比特，其中，k为正整数；
根据预设的比特与多维子集的对应关系，从各多维子集中选择与所述编码后比特相对应的目标子集，其中，所述多维子集为：对组成多维星座的二维星座进行分集得到各分集子集、在每种二维维度上选取一个所述分集子集所组成的各多维子集；预设的比特与多维子集的对应关系中的比特为二进制比特，预设的比特与多维子集的对应关系中，一个多维子集对应的二进制比特表示组成该多维子集的各分集子集的预设组合类型，该多维子集对应的二进制比特的位数为预设数目，所述预设数目为表示多维子集的数目的十进制数值对应的二进制比特的位数；
将所述分组数据中的非编码比特映射到所述目标子集中，完成对所述分组数据的调制；
所述将所述分组数据中的非编码比特映射到所述目标子集中，完成对所述分组数据的调制，包括：
将所述分组数据中的非编码比特平均分为M组，M组比特中的每组比特对应一个多维星座点；
将M组比特中的每组比特映射在二维平面中，得到每个多维星座点对应的复数表达形式，根据各所述复数表达式将所述分组数据中除所述编码比特外的比特映射到所述目标子集中，完成对所述分组数据的调制。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述分组数据中的k个编码比特进行卷积编码，得到k+1个编码后比特，包括：
使用k/k+1的卷积编码器对所述分组数据中的k个编码比特进行编码，得到k+1个编码后比特。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多维子集的划分方式包括：
按照集分割原理、以使得每个子集内部星座点间的最小欧式距离最大为原则，对构成多维星座的二维星座进行子集划分，得到各分集子集；
在每种二维维度上选取一个所述分集子集组成各多维子集；
其中，当所述多维星座的维度为2n，组成所述多维星座的二维星座被分为p个分集子集时，所述多维星座包含的多维子集数S＝pn，n、p为正整数。
4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于，所述分组数据中包括的多维星座点的个数L满足以下表达式：
(L-1)δ0<δmin,L>1
其中，δ0表示每组数据包含1个星座点时网格编码调制TCM的网格图中非并行路径转移之间的最小距离，δmin表示所述多维子集内部的最小欧式距离。
5.一种多维译码解调方法，其特征在于，应用于信号解调端，所述方法包括：
针对待解调信号的相邻的L个多维星座点，计算各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离，其中，L的取值与第一分组方式中每组数据包括的多维星座点的个数相同，所述第一子集为多维星座图对应的各个多维子集中的任一子集，所述第一分组方式为：每组数据中包括至少两个多维星座点的分组方式，所述待解调信号是按照权利要求1至4任一项所述的多维编码调制方法调制得到的信号；
判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息；
若小于，针对待解调信号包括的多维星座点中在同一多维子集中的L个第一多维星座点，计算所述第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，得到所述第一多维星座点对应的各最小欧式距离，并根据各个第一多维星座点对应的各最小欧式距离的和，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离；
若不小于，计算待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，根据各个多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离；
将各最小欧式距离确定为所述多维星座点对应的各路径度量值；
根据各所述路径度量值对各所述多维星座点进行viterbi译码解调。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述针对待解调信号的相邻的L个多维星座点，计算各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离，包括：
从待解调信号中选择多组第一子信号，其中，所述第一子信号包括待解调信号的相邻的L个多维星座点，各组第一子信号中包括的多维星座点属于同一多维子集；
针对每组第一子信号，计算该组第一子信号包括的各个多维星座点到第一子集的最小欧式距离，得到该组第一子信号中L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离；
所述判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息，包括：
计算各组第一子信号对应的L个最小欧式距离的方差，得到各组第一子信号对应的方差，其中，所述第一子信号对应的L个最小欧式距离为：第一子信号中L个多维星座点分别对应的L个最小欧式距离；
计算各组第一子信号对应的方差的平均值，并判断所述平均值是否小于预设平均值。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述判断L个最小欧式距离中各个距离之间的差异信息是否小于预设的差异信息，包括：
计算L个最小欧式距离的方差，并判断所述方差是否小于预设值。
8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述计算所述第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，得到所述第一多维星座点对应的各最小欧式距离，并根据各个第一多维星座点对应的各最小欧式距离的和，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，包括：
针对L个第一多维星座点中的第l个第一多维星座点，计算该第一多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离M1l～MSl；
计算L个第一多维星座点中的各个星座点到第s个多维子集的最小欧式距离的和Ms，其中，Ms的表达式为：
Figure FDA0003019622790000041
s的取值从1至S；
所述将各最小欧式距离确定为所述多维星座点对应的各路径度量值，包括：
将M1～MS确定为所述多维星座点对应的各路径度量值。
9.根据权利要求5至8任一项所述的方法，其特征在于，所述计算待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，根据各个多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，确定待解调信号包括的多维星座点到每个多维子集的最小欧式距离，包括：
计算待解调信号的单个多维星座点到第s个多维子集的最小欧式距离M1～MS，其中，s的取值从1至S；
所述将各最小欧式距离确定为所述多维星座点对应的各路径度量值，包括：
将M1～MS确定为所述多维星座点对应的各路径度量值。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112866155B (zh) * 2021-01-05 2022-04-15 北京邮电大学 一种多维信号调制方式识别方法及装置
CN113114604B (zh) * 2021-03-11 2022-09-20 北京邮电大学 信号传输方法、装置及信号传输系统

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103259628A (zh) * 2013-04-28 2013-08-21 京信通信技术(广州)有限公司 基于模型匹配的误码率估算方法及装置
CN110113107A (zh) * 2019-05-17 2019-08-09 吉林大学 一种基于子集选择的高维调制映射方法
CN110176962A (zh) * 2019-05-17 2019-08-27 北京邮电大学 基于tcm-概率成形的光信号处理方法及装置

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102075487B (zh) * 2009-11-25 2013-02-27 清华大学 基于多维星座映射的编码调制方法、解调解码方法及系统
US9065623B1 (en) * 2010-10-04 2015-06-23 Marvell International Ltd. Mixed mapping for rate compatible trellis coded modulation
CN104486284B (zh) * 2014-12-19 2017-06-30 中国地质大学（武汉） 基于增强型六维64psk星座的正交频分复用方法
US10511466B2 (en) * 2016-04-13 2019-12-17 Sony Corporation Coding and modulation apparatus using multi-dimensional non-uniform constellation
CN107769893B (zh) * 2017-10-31 2020-01-03 北京邮电大学 一种多址接入方法、装置、电子设备及可读存储介质

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103259628A (zh) * 2013-04-28 2013-08-21 京信通信技术(广州)有限公司 基于模型匹配的误码率估算方法及装置
CN110113107A (zh) * 2019-05-17 2019-08-09 吉林大学 一种基于子集选择的高维调制映射方法
CN110176962A (zh) * 2019-05-17 2019-08-27 北京邮电大学 基于tcm-概率成形的光信号处理方法及装置

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