CN111555780A - 基于正交时频空调制的多天线接收机设计 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于正交时频空(OTFS)调制的多天线接收机方案，包括：将到达接收端天线阵列的时域信号通过波束成形网络形成多条并行支路，提出通过波束成形网络的高空间分辨率，从空间域初步分离接收信号中的多径成分，提升各并行支路等效信道的稀疏性；进一步提出将通过波束成形网络形成的各支路信号通过OTFS解调来对抗各支路的残余多普勒频移，并得到时延多普勒域的接收信号；设计消息传递‑最大比合并(MP‑MRC)联合迭代检测网络，以获取最优空间分集增益并加速迭代网络的收敛速度；所有支路的时延多普勒域接收信号和等效信道矩阵通过所设计的MP‑MRC联合迭代检测网络，并输出均衡检测后的信号。

Description

基于正交时频空调制的多天线接收机设计

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别涉及一种基于正交时频空(OTFS)调制的多天线接收机设计。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)调制技术是当前通信系统中应用最为广泛的通信技术之一，其主要用于对抗信道多径效应引起的符号间干扰(Inter symbol interference,ISI)，并且可实现高速率的数据传输。

然而，未来无线通信网络，如B5G/6G，将面临高多普勒拓展的通信信道环境，比如高动态通信场景(如高铁，车联网)和毫米波通信这些场景下的信道会表现出双色散的性质，包括由于多径效应引起的时间色散和由于多普勒拓展引起的频率色散。当前通信系统所使用的OFDM技术能够用来对抗由于多径效应引起的ISI。但是，由于多普勒拓展所引起的载波间干扰(ICI)会导致OFDM系统丧失子载波间的正交性，进而对OFDM系统的性能产生巨大损害。

基于该情况，正交时频空(Orthogonal time frequency space,OTFS)调制技术便应运而生。其最为关键的特点是能够将一个双色散的信道转换为一个在时延多普勒域近似平稳的信道。因此，相较于OFDM技术，OTFS技术能够更为有效地对抗时变信道所引起的多普勒拓展。

均衡技术对于OTFS技术的性能至关重要。相较于线性均衡，非线性均衡技术由于能够充分利用信道在时、频域的分集增益而更适合于OTFS系统。其中，消息传递(Messagepassing,MP)技术是得到最广泛研究的OTFS非线性均衡技术。然而其复杂度严重依赖于信道的稀疏性，在一些实际通信场景中，比如市区、山区或隧道环境下的高动态通信，由于信道中存在大量的多径成分，进一步会产生大量的多普勒频偏(Doppler frequencyoffsets,DFOs)，这一现象导致信道的稀疏性严重降低，进而使得MP的复杂度大大提升，难以在实际通信中得到应用。不过考虑到DFOs与信道的到达角(Angle of arrival,AoAs)或发射角(Angle of departures,AoDs)一一对应，有一些研究提出可以通过天线阵列在角度域对这些DFOs进行分离。

发明内容

有鉴于此，本发明提出一个基于OTFS的多天线接收机设计方法。

上述方法可以具体包括：发射端单/多天线发射信号通过时变多径信道到达多天线接收端；将到达接收端天线阵的时域信号通过波束成形网络，形成多条信道稀疏性增强的并行支路；各并行支路的时域信号通过OTFS解调后输出相应时延多普勒域信号；所有支路时延多普勒域信号通过本专利所设计的消息传递-最大比合并(MP-MRC)联合迭代检测网络，得到均衡检测后的信号，并将所述均衡检测后的信号作为最终接收信号输出。

其中，上述时变多径信道包括：收发端由于相对运动而引起的信道时变性；以及信道的时变性会带来信道的多普勒频移且引起信号的载波间干扰；信道的多径导致信道的多普勒频移数量非常大；以及信道的多径效应引起信号的符号间干扰。

上述将到达接收端天线阵的时域信号通过波束成形网络包括：到达接收天线阵的包含信道各个方位角来波的多径时域信号通过波束成形网络；波束成形网络只接收信道方位角来向的信号，而对其他方向的来波信号进行抑制；以及通过波束成形网络后形成多条信道稀疏性增强的并行支路。

上述各并行支路的时域信号通过OTFS解调后输出相应时延多普勒域信号包括各支路时域信号通过正交频分复用(OFDM)解调得到时频域信号；以及将上述时频域信号通过OTFS后处理模块，得到相应的时延多普勒域信号。

其中，上述OTFS后处理模块包括：将时频域信号通过接收窗函数；以及对接收窗函数作用后的信号做辛有限傅里叶变换(SFFT)，得到时延多普勒域信号。

其中，上述SFFT变换包括：对窗函数作用后的时频域信号的时域维度进行离散傅里叶变换(DFT)或其快速算法——快速傅里叶变换(FFT)；以及对窗函数作用后的时频域信号的频域维度进行逆离散傅里叶变换(IDFT)或其快速算法——逆快速傅里叶变换，最终得到时延多普勒域信号。

上述所有支路时延多普勒域信号通过本专利所设计的消息传递-最大比合并(MP-MRC)联合迭代检测网络包括：将所有支路接收信号以及信道矩阵输入MP-MRC联合迭代网络；初始化迭代次数以及调制星座集概率；每一个观察节点(即每一个时延多普勒域接收符号)计算其干扰项的均值和方差；以及将上述干扰项的均值和方差传递给与该观察节点相连的变量节点(即时延多普勒域发射信号)；每一个变量节点根据传递来的上述均值和方差以及上一次迭代中的调制星座集概率，更新调制星座集概率取值；计算所有支路的联合收敛因子，并计算所有支路的归一化联合概率；根据上述归一化联合概率更新对检测符号的判决；判断上述联合收敛因子是否满足迭代收敛条件，若满足，则退出迭代，并输出对发射符号的判决，若不满足，则返回上述每一个观察节点计算其干扰项的均值和方差这一步，对算法进行迭代。

附图说明

图1为本发明一些实施例所述的基于正交时频空调制的多天线接收机设计流程图；

图2为本发明一些实施例所述的时变多径信道时延多普勒域信道脉冲响应示意图；

图3为本发明一些实施例所述的逆辛有限傅里叶变换/辛有限傅里叶变换(ISFFT/SFFT)变换示意图；

图4为本发明一些实施例所述的OTFS调制流程图；

图5为本发明一些实施例所述的基于OTFS的多天线接收机方法示意图；

图6为本发明一些实施例所述的MP-MRC联合迭代检测网络；

图7为本发明一些实施例所述的经过波束成形网络后信道稀疏性增强的示意图；

图8为本发明一些实施例所述的基于OTFS的多天线接收机和现有接收机在上述时变多径信道下的误码率对比图；

图9为本发明一些实施例所述的MP-MRC联合迭代检测算法和现有检测算法的收敛速度对比示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明作进一步的详细描述。

图1为本发明一些实施例所述的基于正交时频空调制的多天线接收机设计流程图。如图1所示，针对高动态多径通信场景下多普勒拓展严重影响传统多载波调制OFDM系统性能的问题，我们提出将到达接收天线阵列的，包含多径的时域信号先经由波束成形网络处理，进而形成多条稀疏性增强的并行支路；然后提出将上述支路时域信号通过OTFS解调来高效对抗各支路的残余多普勒频移，并输出对应时延多普勒域信号；接下来，上述所有支路时延多普勒域信号通过本发明所设计的MP-MRC联合迭代网络，获取最优空间分集并加速迭代收敛速度；最后，输出均衡检测后的信号。

图2为本发明一些实施例所述的时变多径信道时延多普勒域信道脉冲响应示意图。如图2所示，时变多径信道在时延维度和多普勒维度均有拓展，也即时变多径信道表现出了双色散的性质。其中的时变性会导致OFDM系统丧失子载波间的正交性，进而严重损害OFDM系统的性能。因此，亟需对OTFS这样的能够有效对抗信道时变性的新型多载波调制技术进行研究。

图3为本发明一些实施例所述的逆辛有限傅里叶变换/辛有限傅里叶变换(ISFFT/SFFT)变换示意图。从图3可以看出ISFFT/SFFT变换实际上是二维逆傅里叶变换/二维傅里叶变换，对于时延多普勒域占据每一个格点的发射符号，通过该变换后，会拓展至一定范围内的整个时频域，进而可以通过在接收端设计合适的均衡检测方案以获得全时/频分集增益。

图4为本发明一些实施例所述的OTFS系统的整体结构示意图。如图4所示，OTFS系统可以包括：OTFS发送端和OTFS接收端。其中，上述OTFS发送端和上述OTFS接收端之间可以经过信道。其中，在本发明的实施例中，上述信道可以是时变多径信道。

此外，如图4所示，上述OTFS发送端内部可以包括OTFS预处理模块和OFDM调制器。上述OTFS接收端内部可以包括OFDM解调器和OTFS后处理模块。

图5为本发明一些实施例所述的基于OTFS的多天线接收机示意图。其中，发射端产生位于时延多普勒域的OTFS符号

其中，M和N分别为时延和多普勒维度的索引值。该OTFS符号经过上述OTFS发射机后，可以得到时域发射信号

如下式所示：

其中，x＝vec(X)为向量化的OTFS符号。此外，ISFFT变换和发射窗函数

构成了OTFS预处理模块；逆离散傅里叶变换(IDFT)和加循环前缀(CP)操作构成了OFDM调制，其中，

为加CP矩阵，且N_CP表示CP的长度。

上述时域发射信号通过时变多径信道后，在接收端第a个天线阵列得到的接收信号向量为

其第n个元素可以表示为：

其中，z_a(n)为第a个天线阵列处的白噪声。进一步地，所有天线阵列的接收信号矩阵就可以表示为：

对于均匀线阵(ULA)，其在θ_i,q方向的导向矢量(Steering vector)可表示为：

其中，λ为载波波长，d为天线阵元间距。

如图5所示，波束成形网络由一个匹配滤波(Matched filter)波束成形器构成，其目标方向为θ_p，p＝0,…,P-1时的加权向量可以表示为：

w(θ_p)＝a(θ_p)/N_r (4)

因此，通过波束成形网络后的信号可以表示为：

如图5所示，通过波束成形网络后，每一个支路的时域信号均通过OTFS解调产生对应的时延多普勒域信号，该过程可以表示为：

其中，移除CP操作和离散傅里叶变换(DFT)组成了OFDM解调模块。接收窗函数

和SFFT变换组成OTFS后处理模块。

接下来，所有支路的时延多普勒域信号通过本发明所设计的MP-MRC联合迭代检测网络，得到均衡检测后的信号，并将所述均衡检测后的信号作为最终接收信号输出。

图6为本发明一些实施例所述的MP-MRC联合迭代检测算法。接收信号在经过波束成形网络和OTFS解调后，每一个支路的时延多普勒域收/发信号向量化关系可以表示为：

y(θ_p)＝H(θ_p)x+z(θ_p) (7)

接下来，所有支路的接收信号y(θ_p)，p＝0,…,P-1和所有支路的信道矩阵H(θ_p)作为输入变量输入MP-MRC联合迭代检测网络。

然后，初始化迭代次数k＝0，以及调制星座集概率质量(Probability massfunction,pmf)函数

然后，所有观察节点计算需要传递给所连接的变量节点的消息，分别是高斯噪声项的均值和方差，计算公式分别为式(8)和式(9)：

接下来，所有变量节点根据上述噪声项的均值和方差，更新传递给所连接的观察节点的消息，即调制星座集的pmf，

其中Δ∈(0,1]为阻尼因子，且

其中

接下来计算联合收敛因子，如下式所示：

其中，对于

函数定义为：自变量为真，输出1，否则输出0。此外，归一化联合概率

可由下式计算：

其中，nmlz(·)为归一化函数，而且

进一步地，如果Y⁽ⁱ⁾＞Y^(i-1)的话，就更新对判决符号的判决：

进一步地，判断是否满足收敛条件：如果下述三个条件任意一个满足的话，MP-MRC联合迭代检测算法就停止迭代并输出判决符号，这三个条件分别是：

(1)Y⁽ⁱ⁾＝1

(2)

其中，i^*∈{1,…,(i-1)}且

为最大联合收敛因子。

(3)达到最大迭代次数

为了展示本发明各实施例的使用性能，发明人进行了多次蒙特卡洛仿真试验。图7、图8和图9显示了仿真试验的结果。其中，图7为本发明一些实施例所述的通过波束成形网络后各支路信道稀疏性和现有系统的信道稀疏性对比示意图；图8为本发明一些实施例所述基于OTFS的多天线接收机和现有接收机在各种天线数N_r配置下的误比特率性能对比示意图；图9为本发明一些实施例所述MP-MRC联合迭代检测算法和现有检测算法的收敛速度对比示意图。

图7所示的仿真实验以信道矩阵中非零元素的个数为衡量指标，给出了在不同天线数情况下(也即不同的波束空间分辨率)，通过波束成形网络后各个支路的信道稀疏性和其他方案的信道稀疏性对比。其中，对比方案为没有通过波束成形网络(也即单天线接收机)的信道的稀疏性。从图7可以看出本发明实施例所提的通过波束成形后的各个支路的信道矩阵中，非零元素数目更少，也即信道更加稀疏。并且，随着天线数的增加，波束的空间分辨率提高，相应的通过波束成形网络的各支路的信道稀疏性也更大。

图8所示的仿真试验给出了本发明实施例所提的基于OTFS的多天线接收机和另外三种接收机在各种天线数目下的误比特率性能对比示意图。其中，对比方案一为单天线基于传统OFDM的最小均方差(MMSE)均衡接收机；对比方案二为8天线基于传统OFDM的最小均方差-最大比合并(MMSE-MRC)接收机；对比方案三为32天线基于传统OFDM的MMSE-MRC接收机。从图8可以看出，相较于现有的基于OFDM的接收机，本发明所提的基于OTFS的接收机在各种天线数配置下，误比特率性能都优于已有基于OFDM的接收机。

图9所示的仿真试验给出了本发明实施例所提的MP-MRC联合迭代检测算法和其他检测算法的收敛速度对比。其中，对比方案一为传统的MP迭代检测算法。从图9可以看出，相较于现有的OTFS迭代检测算法MP，本发明所提的MP-MRC联合迭代检测算法大大提升了迭代的收敛速度，且随着天线数的增加，迭代收敛速度也进一步加快。

以上所述仅为本发明的一个实例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。

Claims (7)

1.一种基于正交时频空(OTFS)调制的多天线接收机设计方案。其特征在于，

所述方法包括：

发射端单/多天线发射信号通过时变多径信道到达多天线接收端；

将到达接收端天线阵的时域信号通过波束成形网络，形成多条信道稀疏性增强的并行支路；

各并行支路的时域信号通过OTFS解调后输出相应时延多普勒域信号；

所有支路时延多普勒域信号通过本专利所设计的消息传递-最大比合并(MP-MRC)联合迭代检测网络，得到均衡检测后的信号，并将所述均衡检测后的信号作为最终接收信号输出。

2.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述时变多径信道包括：

收发端由于相对运动而引起的信道时变性；以及

信道的时变性会带来信道的多普勒频移且引起信号的载波间干扰；

信道的多径导致信道的多普勒频移数量非常大；以及

信道的多径效应引起信号的符号间干扰。

3.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述将到达接收端天线阵的时域信号通过波束成形网络包括：

到达接收天线阵的包含信道各个方位角来波的多径时域信号通过波束成形网络；

波束成形网络只接收信道方位角来向的信号，而对其他方向的来波信号进行抑制；以及

通过波束成形网络后形成多条信道稀疏性增强的并行支路。

4.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述各并行支路的时域信号通过OTFS解调后输出相应时延多普勒域信号包括：

各支路时域信号通过正交频分复用(OFDM)解调得到时频域信号；以及

将上述时频域信号通过OTFS后处理模块，得到相应的时延多普勒域信号。

5.根据权利要求4所述方法，其特征在于，所述OTFS后处理模块包括：

将时频域信号通过接收窗函数；以及

对接收窗函数作用后的信号做辛有限傅里叶变换(SFFT)，得到时延多普勒域信号。

6.根据权利要求5所述方法，其特征在于，所述SFFT变换包括：

对接收窗函数作用后的时频域信号的时域维度进行离散傅里叶变换(DFT)或其快速算法——快速傅里叶变换(FFT)；以及

对接收窗函数作用后的时频域信号的频域维度进行逆离散傅里叶变换(IDFT)或其快速算法——逆快速傅里叶变换(IFFT)，最终得到时延多普勒域信号。

7.根据权利要求1所述方法，其特征在于，所述所有支路时延多普勒域信号通过本专利所设计的消息传递-最大比合并(MP-MRC)联合迭代检测网络包括：

将所有支路接收信号以及信道矩阵输入MP-MRC联合迭代网络；

初始化迭代次数以及调制星座集概率；

每一个观察节点(即每一个时延多普勒域接收符号)计算其干扰项的均值和方差；以及

将上述干扰项的均值和方差传递给与该观察节点相连的变量节点(即时延多普勒域发射信号)；

每一个变量节点根据传递来的上述均值和方差以及上一次迭代中的调制星座集概率，更新调制星座集概率取值；

计算所有支路的联合收敛因子，并计算所有支路的归一化联合概率；

根据上述归一化联合概率更新对检测符号的判决；

判断上述联合收敛因子是否满足迭代收敛条件，若满足，则退出迭代，并输出对发射符号的判决，若不满足，则返回上述每一个观察节点计算其干扰项的均值和方差这一步，对算法进行迭代。

Images