CN111525897A - 一种功率放大器的驻波比保护方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及功率放大器技术领域，具体涉及一种功率放大器的驻波比保护方法，首先计算输入频率，输出功率下的正向检波电压和反向检波电压；接着确定正向检波电压的偏差范围和反向检波电压的阈值，并确定输入频率，输出功率下的输入功率Pi；当功率放大器的输出功率为P时，实时读取正向检波电压和反向检波电压，若实时读取的正向检波电压不在偏差范围内，或实时读取的反向检波电压大于阈值，FPGA控制截断功率放大器的工作电流，本发明可以在对功率放大器施加激励后，在任一输入频率下，实时对功率放大器进行精准的驻波比保护。
Description
技术领域
本发明涉及功率放大器技术领域，具体涉及一种功率放大器的驻波比保护方法。
背景技术
由于功率放大器的输出功率往往很大，其输出端的驻波比超过门限时，会造成功率放大器的损坏，因此，对功率放大器的输出驻波保护十分重要。
驻波比保护电路中，将功率信号变为可识别的电压信号的关键功能模块为检波器，由于其功能是将频率信号转换为电压信号，其在工作过程中，会有很大的噪声信号，为了避免噪声信号对检波电压造成干扰，往往在检波器的输出端增加电阻、电容等滤波芯片，以降低输出电压的噪声，达到准确检测的目的。由于电阻、电容的积分特性，会使输出电压有一个缓慢充放电过程，造成驻波电压输出的延时。
在快速驻波比变化的应用中，例如在芯片测试领域，由于待测芯片有可能是坏片，会直接使功率放大器输出开路，容易造成功率放大器驻波损坏。因此为了延长功率放大器的使用寿命，对功率放大器的驻波保护需要做到高速响应。
为了提高驻波保护的响应速度，就必须使检波器的响应加快，这就要求对电阻、电容的积分特性进行改进，而电阻、电容的调整会降低电压滤波电路的滤波性能，势必导致输出电压上的噪声信号加大，输出电压的准确性难以保证。因此传统驻波保护电路设计在芯片测试领域中有应用局限性。
现有技术中，功率放大器的驻波比保护也不够精确，无法在工作频段内任一输入功率Pi的驻波比进行精准保护，而这在芯片测试领域中也十分重要；可见，采用传统功率放大器的驻波比保护方式，难以达到射频芯片测试中对驻波比保护精度和速度兼顾的要求。
发明内容
本发明目的在于提供一种功率放大器的驻波比保护方法，以解决现有技术中所存在的一个或多个技术问题，至少提供一种有益的选择或创造条件。
为了实现上述目的，本发明提供以下技术方案：
一种功率放大器的驻波比保护方法，所述功率放大器的输入端接入信号源，输出端连接有定向耦合器，所述定向耦合器的耦合端连接有正向检波器，所述定向耦合器的隔离端连接有反向检波器，所述正向检波器和反向检波器连接FPGA，所述FPGA的输出端连接功率放大器；
所述方法包括以下步骤：
步骤100、通过矢量矢量网络分析仪扫描得出衰减器的频率响应，所述衰减器的频率响应即衰减器在工作频段内各个频点处的功率衰减值；再将功率放大器的输出端接衰减器，将衰减器接到功率计上，将功率计的通信端口接入FPGA；
步骤200、设定信号源的输入频率f，控制信号源在输入频率f下向功率放大器产生输入信号，实时读取功率计的接收功率Pout，建立发射信号的输入频率f、接收功率Pout和输出功率P的第一拟合函数，所述输入频率f为工作频段内的频率，所述输出功率P为输入功率Pi按照功率放大器的额定增益放大后的功率，所述输入功率Pi为输入信号的功率；
步骤300、建立输入功率Pi、正向检波电压V+、采样频点和输出功率P的第一对应关系表；
步骤400、建立输入功率Pi、反向检波电压V-、输入频率f和输出功率P的第二对应关系表；
步骤500、根据第一对应关系表计算输入频率f，输出功率P下的正向检波电压V+；
步骤600、根据第二对应关系表计算输入频率f，输出功率P下驻波保护时的反向检波电压V-H以及正向检波电压的偏差范围；
步骤700、根据第一对应关系表计算输入频率f，输出功率P下的输入功率Pi；
步骤800、当功率放大器的输出功率为P时，实时读取正向检波电压和反向检波电压，若实时读取的正向检波电压不在（V+L，V+H）范围内，或实时读取的反向检波电压大于V-H，FPGA控制截断功率放大器的工作电流。
进一步，所述步骤200具体为：
步骤210、在输入频率f所在频点处选两个邻近的频点f’、f”，根据衰减器的频率响应得到频点f’、f”的衰减值a(f’)、a(f”)，将(f’，a(f’))、(f”，a(f”))进行线性拟合，得到公式a(f)＝k*f＋b；所述输入频率f为发射信号的频率，所述发射信号为信号源发出的工作频段内的信号；
步骤220、读取功率计的接收功率Pout，将发射信号的输入频率f、接收功率Pout和输出功率P形成第一拟合函数P＝Pout＋(k*f＋b)。
进一步，所述步骤300具体为：
步骤310、在工作频段内，按功率步进设置m个采样频点，每个采样频点根据增益曲线设置n个功率采样点，共有m*n个采样点；
步骤320、控制输入功率Pi，获取n个功率采样点下的输出功率P和正向检波电压V+，将输入功率Pi、正向检波电压V+、采样频点和输出功率P形成第一对应关系表，所述第一对应关系表共有m*n个对应关系。
进一步，所述步骤400具体为：
步骤410、断开功率放大器与定向耦合器的连接，将定向耦合器的输出端连接信号源，定向耦合器的输入端连接衰减器的输入端，将衰减器的输出端接到功率计上，将功率计的通信端口接入FPGA；
步骤420、控制输入功率Pi，获取m*n个采样点下的输出功率P和反向检波电压V-，将输入功率Pi、反向检波电压V-、输入频率f和输出功率P形成第二对应关系表，所述第二对应关系表共有m*n个对应关系。
进一步，所述步骤500具体为：
步骤510、根据第一对应关系表获得与输入频率f相邻的两个频点f1、f2，并获取与频点f2相邻的频点f3，所述输入频率f位于(f1，f2)中，f3＞f2；
步骤520、根据第一对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近输出功率P的功率采样点，共得到3组功率采样点，每组功率采样点均包含3个功率采样点；
步骤530、根据第一对应关系表分别获取每个频点处3组功率采样点的正向检波电压，得到每个频点处3组正向检波电压和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组正向检波电压和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第二拟合公式组：
(P－a11)2＋(V+－b11)2＝r112，
(P－a21)2＋(V+－b21)2＝r212，
(P－a31)2＋(V+－b31)2＝r312；
步骤540、将输出功率P代入第二拟合公式组，得到在频点f1处输出功率P的正向检波电压V+1、在频点f2处输出功率P的正向检波电压V+2、在频点f3处输出功率P的正向检波电压V+3，共得到3个频点与正向检波电压的对应关系：(f1，V+1)、(f2，V+2)、(f3，V+3)，对(f1，V+1)、(f2，V+2)、(f3，V+3)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，得到(f1，f3)频率范围内的第三拟合函数V+(f)＝k12*f2＋k11*f＋k10；
步骤550、将位于(f1，f3)之间的输入频率f代入第三拟合函数，即得到输入频率f，输出功率P下的正向检波电压V+。
进一步，所述步骤600具体为：
步骤610、根据功率放大器的驻波保护门限vswr计算得到功率反射系数K，其中，K＝(vswr－1)2/(vswr＋1)2；
步骤620、获取输出功率P允许的偏差△P，分别将P-△P、P＋△P作为输出功率，执行步骤500，得到输入频率为f，输出功率分别为P-△P、P＋△P下的正向检波电压V+L、V+H，将(V+L，V+H)作为正向检波电压的偏差范围；
步骤630、通过公式P-＝K*(P＋△P)计算得出反向驻波保护的反向功率P-；
步骤640、根据第二对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近反向功率P-的功率采样点，共得到3组功率采样点，每组功率采样点均包含3个功率采样点；
步骤650、根据第二对应关系表分别获取每个频点处3组功率采样点的反向检波电压，得到每个频点处3组反向检波电压和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组反向检波电压和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第四拟合公式组：
(P－a12)2＋(V-－b12)2＝r122，
(P－a22)2＋(V-－b22)2＝r222，
(P－a32)2＋(V-－b32)2＝r322；
步骤660、将反向功率P-代入第四拟合公式组，得到在频点f1处反向功率P-的反向检波电压V-1、在频点f2处反向功率P-的反向检波电压V-2、在频点f3处反向功率P-的反向检波电压V-3，共得到3个频点与反向检波电压的对应关系：(f1，V-1)、(f2，V-2)、(f3，V-3)，对(f1，V-1)、(f2，V-2)、(f3，V-3)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，可得到(f1，f3)频率范围内的第五拟合函数V-(f)＝k22*f2＋k21*f＋k20；
步骤670、将位于(f1，f3)之间的输入频率f代入第五拟合函数，即得到输入频率f，反向功率P-下的反向检波电压V-H。
进一步，所述步骤700具体为：
步骤710、根据第一对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近输出功率P的输入功率Pi，得到每个频点处3组输入功率Pi和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组输入功率Pi和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第六拟合公式组：
(Pi－a13)2＋(P－b13)2＝r132，
(Pi－a23)2＋(P－b23)2＝r232，
(Pi－a23)2＋(P－b33)2＝r332；
步骤720、将输出功率P代入第六拟合公式组，得到在频点f1处输出功率P的输入功率Pi11、在频点f2处输出功率P的输入功率Pi12、在频点f3处输出功率P的输入功率Pi13，共获得3个频点与输入功率Pi的对应关系(f1，Pi11)、(f2，Pi22)、(f3，Pi33)，对(f1，Pi11)、(f2，Pi22)、(f3，Pi33)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，可得到(f1，f3)频率范围内的第七拟合函数Pi(f)＝k32*f2＋k31*f＋k30；
步骤730、将输入频率f代入第七拟合函数得到输出功率P的输入功率Pi。
进一步，所述功率放大器的工作频段为700MHz-6GHz，所述功率步进为1dB。
进一步，所述检波电压通过以下方式获得：对检波器输入的电压进行采样得到数字信号，对该数字信号进行有限脉冲响应FIR滤波，得到检波电压。
本发明的有益效果是：本发明提供了一种功率放大器的驻波比保护方法，所述功率放大器的输入端接入信号源，输出端连接有正向检波器和反向检波器，所述正向检波器和反向检波器连接FPGA，所述FPGA的输出端连接功率放大器；首先建立发射信号的输入频率f、接收功率Pout和输出功率P的第一拟合函数，建立输入功率Pi、正向检波电压V+、采样频点和输出功率P的第一对应关系表；建立输入功率Pi、反向检波电压V-、输入频率f和输出功率P的第二对应关系表；接着根据第一对应关系表计算输入频率f，输出功率P下的正向检波电压V+；根据第二对应关系表确定输入频率f，输出功率P下的正向检波电压的偏差范围(V+L，V+H)和反向检波电压的阈值V-H；计算输入频率f，输出功率P下的输入功率Pi；当功率放大器的输出功率为P时，实时读取正向检波电压和反向检波电压，若实时读取的正向检波电压不在（V+L，V+H）范围内，或实时读取的反向检波电压大于V-H，FPGA控制截断功率放大器的工作电流。本发明可以在对功率放大器施加激励后，FPGA在任一输入频率下，实时对功率放大器进行高速、精准的驻波比保护。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例一种功率放大器的驻波比保护方法的流程示意图；
图2是本发明实施例中功率放大器的外部连接示意图；
图3是本发明实施例中定向耦合器的外部连接示意图。
具体实施方式
以下将结合实施例和附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果进行清楚、完整的描述，以充分地理解本发明的目的、方案和效果。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
结合图1和图2，本发明实施例提供一种功率放大器的驻波比保护方法，所述功率放大器的输入端接入信号源，输出端连接有定向耦合器，所述定向耦合器的耦合端连接有正向检波器，所述定向耦合器的隔离端连接有反向检波器，所述正向检波器和反向检波器连接FPGA（FieldProgrammableGateArray，现场可编程逻辑门阵列），所述FPGA的输出端连接功率放大器；
所述方法包括以下步骤：
步骤100、通过矢量网络分析仪扫描得出衰减器的频率响应，所述衰减器的频率响应即衰减器在工作频段内各个频点处的功率衰减值，再将功率放大器的输出端接衰减器，将衰减器接到功率计上，将功率计的通信端口接入FPGA；
本实施例中，首先对衰减器单独进行扫描，将衰减器的输入端接入矢量网络分析仪的一端，将衰减器的输出端接入矢量网络分析仪的另一端，通过矢量网络分析仪扫描得出衰减器的频率响应，现有技术中，矢量网络分析仪自带了一个信号发生器，可以对一个频段进行频率扫描，得到该频段内各个频点处的功率衰减值。本实施例中，通过矢量网络分析仪扫描可得出衰减器在工作频段内各个频点处的功率衰减值。
步骤200、设定信号源的输入频率f，控制信号源在输入频率f下向功率放大器产生输入信号，实时读取功率计的接收功率Pout，建立发射信号的输入频率f、接收功率Pout和输出功率P的第一拟合函数，所述输入频率f为工作频段内的频率，所述输出功率P为输入功率Pi按照功率放大器的额定增益放大后的功率，所述输入功率Pi为输入信号的功率；
具体实现方法为：
步骤210、在输入频率f所在频点处选两个邻近的频点f’、f”，根据衰减器的频率响应得到频点f’、f”的衰减值a(f’)、a(f”)，将(f’，a(f’))、(f”，a(f”))进行线性拟合，得到公式a(f)＝k*f＋b；所述输入频率f为发射信号的频率，所述发射信号为信号源发出的工作频段内的信号；
步骤220、读取功率计的接收功率Pout，将发射信号的输入频率f、接收功率Pout和输出功率P形成第一拟合函数P＝Pout＋(k*f＋b)；
本技术领域中，由于衰减器在各个频率的频响曲线不平坦，即衰减器在宽带范围内的衰减值不固定，使得输入功率Pi并没有按照功率放大器的额定增益进行线性输出，这严重影响到了功率放大器的功率稳定性，本实施例通过建立频率和衰减值的函数关系，可在不同频率处对衰减值进行精确的补偿，使得输出功率P等于输入功率Pi按照功率放大器的额定增益放大后的值。
步骤300、建立输入功率Pi、正向检波电压V+、采样频点和输出功率P的第一对应关系表；
具体实现方法为：
步骤310、在工作频段内，按功率步进设置m个采样频点，每个采样频点根据增益曲线设置n个功率采样点，共有m*n个采样点；
其中，功率采样点即为功率放大器实际的输出功率P，n个功率采样点可采用A率13折线采样方式设置。
步骤320、控制输入功率Pi，获取n个功率采样点下的输出功率P和正向检波电压V+，其中功率计读取的接收功率为Pout，将接收功率为Pout代入第一拟合函数即可得到输出功率P，将输入功率Pi、正向检波电压V+、采样频点和输出功率P形成第一对应关系表，所述第一对应关系表共有m*n个对应关系；
参见表1，表1为本实施例提供的第一对应关系表：
表1：第一对应关系表
步骤400、建立输入功率Pi、反向检波电压V-、输入频率f和输出功率P的第二对应关系表；
参考图3，具体实现方法为：
步骤410、断开功率放大器与定向耦合器的连接，将定向耦合器的输出端连接信号源，定向耦合器的输入端连接衰减器的输入端，将衰减器的输出端接到功率计上，将功率计的通信端口接入FPGA；
由于功率放大器的输出不匹配时，会导致功率放大器输出的信号通过功率放大器的发射端口反射回来，产生反射信号，驻波比越差，反射功率就会越大，所述反射功率即反射信号的功率。本实施例中，将定向耦合器的输出端连接信号源，定向耦合器的输入端连接衰减器的输入端，此时，功率放大器的发射端口的输出功率P即为反射功率，反射信号会经过隔离段进入检波器，通过检波器即可检测反射功率，从而根据反射功率得到反向检波电压V-，以便后续进行精确的驻波比保护。
步骤420、控制输入功率Pi，获取m*n个采样点下的输出功率P和反向检波电压V-，其中功率计读取的接收功率为Pout，将Pout代入第一拟合函数即可得到输出功率P，将输入功率Pi、反向检波电压V-、采样频点和输出功率P形成第二对应关系表，所述第二对应关系表共有m*n个对应关系；
参见表2，表2为本实施例提供的第二对应关系表：
表2：第二对应关系表
步骤500、根据第一对应关系表计算输入频率f，输出功率P下的正向检波电压V+；
具体实现方法为：
步骤510、根据第一对应关系表获得与输入频率f相邻的两个频点f1、f2，并获取与频点f2相邻的频点f3，所述输入频率f位于(f1，f2)中，f3＞f2；
步骤520、根据第一对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近输出功率P的功率采样点，共得到3组功率采样点，每组功率采样点均包含3个功率采样点；
步骤530、根据第一对应关系表分别获取每个频点处3组功率采样点的正向检波电压，得到每个频点处3组正向检波电压和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组正向检波电压和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第二拟合公式组：
(P－a11)2＋(V+－b11)2＝r112，
(P－a21)2＋(V+－b21)2＝r212，
(P－a31)2＋(V+－b31)2＝r312；
在一个具体的示例中，通过以下方式得到频点f1的拟合公式：
在频点f1处找到与输出功率P相邻的3个功率采样点P11、P12、P13，根据第一对应关系表分别获取频点f1处功率采样点P11、P12、P13的正向检波电压V+11、V+12、V+13，共找到三个点：(V+11，P11)，(V+12，P12)，(V+13，P13)，对这3个点采用最小二乘法椭圆拟合函数进行拟合，得到在频点f1处的拟合关系(P－a11)2＋(V+－b11)2＝r112；
采用同样的方法，可以得到频点f2、频点f3处的拟合公式，从而形成第二拟合公式组。
步骤540、将输出功率P代入第二拟合公式组，得到在频点f1处输出功率P的正向检波电压V+1、在频点f2处输出功率P的正向检波电压V+2、在频点f3处输出功率P的正向检波电压V+3，共得到3个频点与正向检波电压的对应关系：(f1，V+1)、(f2，V+2)、(f3，V+3)，对(f1，V+1)、(f2，V+2)、(f3，V+3)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，可得到(f1，f3)频率范围内的第三拟合函数V+(f)＝k12*f2＋k11*f＋k10；
步骤550、将位于(f1，f3)之间的输入频率f代入第三拟合函数，即得到输入频率f，输出功率P下的正向检波电压V+；
步骤600、根据第二对应关系表计算输入频率f，输出功率P下驻波保护时的反向检波电压V-H以及正向检波电压的偏差范围；
步骤610、根据功率放大器的驻波保护门限vswr计算得到功率反射系数K，其中，K＝(vswr－1)2/(vswr＋1)2；
步骤620、获取输出功率P允许的偏差△P，△P＝0.5dB，分别将P-△P、P＋△P作为输出功率P，执行步骤500，得到输入频率为f，输出功率P分别为P-△P、P＋△P下的正向检波电压V+L、V+H，将(V+L，V+H)作为正向检波电压的偏差范围；
步骤630、通过公式P-＝K*(P＋△P)计算得出反向驻波保护的反向功率P-；
步骤640、根据第二对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近反向功率P-的功率采样点，共得到3组功率采样点，每组功率采样点均包含3个功率采样点；
步骤650、根据第二对应关系表分别获取每个频点处3组功率采样点的反向检波电压，得到每个频点处3组反向检波电压和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组反向检波电压和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第四拟合公式组：
(P－a12)2＋(V-－b12)2＝r122，
(P－a22)2＋(V-－b22)2＝r222，
(P－a32)2＋(V-－b32)2＝r322；
步骤660、将反向功率P-代入第四拟合公式组，得到在频点f1处反向功率P-的反向检波电压V-1、在频点f2处反向功率P-的反向检波电压V-2、在频点f3处反向功率P-的反向检波电压V-3，共得到3个频点与反向检波电压的对应关系：(f1，V-1)、(f2，V-2)、(f3，V-3)，对(f1，V-1)、(f2，V-2)、(f3，V-3)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，可得到(f1，f3)频率范围内的第五拟合函数V-(f)＝k22*f2＋k21*f＋k20；
步骤670、将位于(f1，f3)之间的输入频率f代入第五拟合函数，即得到输入频率f，反向功率P-下的反向检波电压V-H；
步骤700、根据第一对应关系表计算输入频率f，输出功率P下的输入功率Pi；
步骤710、根据第一对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近输出功率P的输入功率Pi，得到每个频点处3组输入功率Pi和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组输入功率Pi和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第六拟合公式组：
(Pi－a13)2＋(P－b13)2＝r132，
(Pi－a23)2＋(P－b23)2＝r232，
(Pi－a23)2＋(P－b33)2＝r332；
步骤720、将输出功率P代入第六拟合公式组，得到在频点f1处输出功率P的输入功率Pi11、在频点f2处输出功率P的输入功率Pi12、在频点f3处输出功率P的输入功率Pi13，共获得3个频点与输入功率Pi的对应关系(f1，Pi11)、(f2，Pi22)、(f3，Pi33)，对(f1，Pi11)、(f2，Pi22)、(f3，Pi33)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，可得到(f1，f3)频率范围内的第七拟合函数Pi(f)＝k32*f2＋k31*f＋k30；
步骤730、将输入频率f代入第七拟合函数得到输出功率P的输入功率Pi；
步骤800、当功率放大器的输出功率为P时，实时读取正向检波电压和反向检波电压，若实时读取的正向检波电压不在（V+L，V+H）范围内，或实时读取的反向检波电压大于V-H，FPGA控制截断功率放大器的工作电流。
本实施例中，FPGA采用一个IO口输出一位控制信号，分别控制功率放大器的两个驱动放大器和一个末级放大器的栅极电压输入高速模拟开关，需要驻波保护时，FPGA控制功率放大器的栅极电压控制开关切换到关闭电压端,使功率放大器的偏置电流为0，实现了关闭功率放大器的目的，保护了功率放大器。
作为上述技术方案的进一步改进，所述功率放大器的工作频段为700MHz-6GHz，所述功率步进为1dB。
作为上述技术方案的进一步改进，所述正向检波电压和反向检波电压均通过以下方式获得：对检波器输入的模拟电压进行采样得到数字信号，对该数字信号进行有限脉冲响应FIR滤波，得到检波电压。
本实施例中，由于检波器未对检测的模拟电压进行充分滤波，此时检波器采集的模拟电压包含有较大的噪声，对模拟电压进行采样得到数字信号后，通过对该数字信号进行有限脉冲响应FIR滤波，得到检波电压V+以及V-，本实施例中调用verilog函数进行滤波；相比采用现有技术中采用的阶数更少的IIR滤波，在硬件实现上通过FIR滤波器可以采用FFT实现，达到最快的运算速度。经过FIR滤波器后能够实现对噪声的优良抑制。本发明采用的窗函数是抽样响应为h(n)＝0.5[1－cos(2π(n－1)/N)]的汉宁窗，FIR滤波后的信号y(n)为FIR滤波前的信号x(n)＝v(n)＋N(n)与抽样响应h(n)的卷积，即y(n)＝(v(n)＋N(n))*h(n)，其中，v(n)是直流检波电压，N（n)是检波器输出的噪声信号。本发明采用阶数N=64的64阶汉宁窗函数的FIR滤波器。
尽管本发明的描述已经相当详尽且特别对几个所述实施例进行了描述，但其并非旨在局限于任何这些细节或实施例或任何特殊实施例，而是应当将其视作是通过参考所附权利要求，考虑到现有技术为这些权利要求提供广义的可能性解释，从而有效地涵盖本发明的预定范围。此外，上文以发明人可预见的实施例对本发明进行描述，其目的是为了提供有用的描述，而那些目前尚未预见的对本发明的非实质性改动仍可代表本发明的等效改动。
Claims (9)
1.一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于，所述功率放大器的输入端接入信号源，输出端连接有定向耦合器，所述定向耦合器的耦合端连接有正向检波器，所述定向耦合器的隔离端连接有反向检波器，所述正向检波器和反向检波器连接FPGA，所述FPGA的输出端连接功率放大器；
所述方法包括以下步骤：
步骤100、通过矢量矢量网络分析仪扫描得出衰减器的频率响应，所述衰减器的频率响应即衰减器在工作频段内各个频点处的功率衰减值；再将功率放大器的输出端接衰减器，将衰减器接到功率计上，将功率计的通信端口接入FPGA；
步骤200、设定信号源的输入频率f，控制信号源在输入频率f下向功率放大器产生输入信号，实时读取功率计的接收功率Pout，建立发射信号的输入频率f、接收功率Pout和输出功率P的第一拟合函数，所述输入频率f为工作频段内的频率，所述输出功率P为输入功率Pi按照功率放大器的额定增益放大后的功率，所述输入功率Pi为输入信号的功率；
步骤300、建立输入功率Pi、正向检波电压V+、采样频点和输出功率P的第一对应关系表；
步骤400、建立输入功率Pi、反向检波电压V-、输入频率f和输出功率P的第二对应关系表；
步骤500、根据第一对应关系表计算输入频率f，输出功率P下的正向检波电压V+；
步骤600、根据第二对应关系表计算输入频率f，输出功率P下驻波保护时的反向检波电压V-H以及正向检波电压的偏差范围；
步骤700、根据第一对应关系表计算输入频率f，输出功率P下的输入功率Pi；
步骤800、当功率放大器的输出功率为P时，实时读取正向检波电压和反向检波电压，若实时读取的正向检波电压不在（V+L，V+H）范围内，或实时读取的反向检波电压大于V-H，FPGA控制截断功率放大器的工作电流。
2.根据权利要求1所述的一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于，所述步骤200具体为：
步骤210、在输入频率f所在频点处选两个邻近的频点f’、f”，根据衰减器的频率响应得到频点f’、f”的衰减值a(f’)、a(f”)，将(f’，a(f’))、(f”，a(f”))进行线性拟合，得到公式a(f)＝k*f＋b；所述输入频率f为发射信号的频率，所述发射信号为信号源发出的工作频段内的信号；
步骤220、读取功率计的接收功率Pout，将发射信号的输入频率f、接收功率Pout和输出功率P形成第一拟合函数P＝Pout＋(k*f＋b)。
3.根据权利要2所述的一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于，所述步骤300具体为：
步骤310、在工作频段内，按功率步进设置m个采样频点，每个采样频点根据增益曲线设置n个功率采样点，共有m*n个采样点；
步骤320、控制输入功率Pi，获取n个功率采样点下的输出功率P和正向检波电压V+，将输入功率Pi、正向检波电压V+、采样频点和输出功率P形成第一对应关系表，所述第一对应关系表共有m*n个对应关系。
4.根据权利要求3所述的一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于，所述步骤400具体为：
步骤410、断开功率放大器与定向耦合器的连接，将定向耦合器的输出端连接信号源，定向耦合器的输入端连接衰减器的输入端，将衰减器的输出端接到功率计上，将功率计的通信端口接入FPGA；
步骤420、控制输入功率Pi，获取m*n个采样点下的输出功率P和反向检波电压V-，将输入功率Pi、反向检波电压V-、输入频率f和输出功率P形成第二对应关系表，所述第二对应关系表共有m*n个对应关系。
5.根据权利要4所述的一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于，所述步骤500具体为：
步骤510、根据第一对应关系表获得与输入频率f相邻的两个频点f1、f2，并获取与频点f2相邻的频点f3，所述输入频率f位于(f1，f2)中，f3＞f2；
步骤520、根据第一对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近输出功率P的功率采样点，共得到3组功率采样点，每组功率采样点均包含3个功率采样点；
步骤530、根据第一对应关系表分别获取每个频点处3组功率采样点的正向检波电压，得到每个频点处3组正向检波电压和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组正向检波电压和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第二拟合公式组：
(P－a11)2＋(V+－b11)2＝r112，
(P－a21)2＋(V+－b21)2＝r212，
(P－a31)2＋(V+－b31)2＝r312；
步骤540、将输出功率P代入第二拟合公式组，得到在频点f1处输出功率P的正向检波电压V+1、在频点f2处输出功率P的正向检波电压V+2、在频点f3处输出功率P的正向检波电压V+3，共得到3个频点与正向检波电压的对应关系：(f1，V+1)、(f2，V+2)、(f3，V+3)，对(f1，V+1)、(f2，V+2)、(f3，V+3)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，得到(f1，f3)频率范围内的第三拟合函数V+(f)＝k12*f2＋k11*f＋k10；
步骤550、将位于(f1，f3)之间的输入频率f代入第三拟合函数，即得到输入频率f，输出功率P下的正向检波电压V+。
6.根据权利要5所述的一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于，所述步骤600具体为：
步骤610、根据功率放大器的驻波保护门限vswr计算得到功率反射系数K，其中，K＝(vswr－1)2/(vswr＋1)2；
步骤620、获取输出功率P允许的偏差△P，分别将P-△P、P＋△P作为输出功率，执行步骤500，得到输入频率为f，输出功率分别为P-△P、P＋△P下的正向检波电压V+L、V+H，将(V+L，V+H)作为正向检波电压的偏差范围；
步骤630、通过公式P-＝K*(P＋△P)计算得出反向驻波保护的反向功率P-；
步骤640、根据第二对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近反向功率P-的功率采样点，共得到3组功率采样点，每组功率采样点均包含3个功率采样点；
步骤650、根据第二对应关系表分别获取每个频点处3组功率采样点的反向检波电压，得到每个频点处3组反向检波电压和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组反向检波电压和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第四拟合公式组：
(P－a12)2＋(V-－b12)2＝r122，
(P－a22)2＋(V-－b22)2＝r222，
(P－a32)2＋(V-－b32)2＝r322；
步骤660、将反向功率P-代入第四拟合公式组，得到在频点f1处反向功率P-的反向检波电压V-1、在频点f2处反向功率P-的反向检波电压V-2、在频点f3处反向功率P-的反向检波电压V-3，共得到3个频点与反向检波电压的对应关系：(f1，V-1)、(f2，V-2)、(f3，V-3)，对(f1，V-1)、(f2，V-2)、(f3，V-3)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，可得到(f1，f3)频率范围内的第五拟合函数V-(f)＝k22*f2＋k21*f＋k20；
步骤670、将位于(f1，f3)之间的输入频率f代入第五拟合函数，即得到输入频率f，反向功率P-下的反向检波电压V-H。
7.根据权利要求6所述的一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于，所述步骤700具体为：
步骤710、根据第一对应关系表分别在频点f1，f2，f3处各选3个邻近输出功率P的输入功率Pi，得到每个频点处3组输入功率Pi和功率采样点的对应关系，采用最小二乘法椭圆拟合函数对每个频点处3组输入功率Pi和功率采样点的对应关系进行曲线拟合，得到第六拟合公式组：
(Pi－a13)2＋(P－b13)2＝r132，
(Pi－a23)2＋(P－b23)2＝r232，
(Pi－a23)2＋(P－b33)2＝r332；
步骤720、将输出功率P代入第六拟合公式组，得到在频点f1处输出功率P的输入功率Pi11、在频点f2处输出功率P的输入功率Pi12、在频点f3处输出功率P的输入功率Pi13，共获得3个频点与输入功率Pi的对应关系(f1，Pi11)、(f2，Pi22)、(f3，Pi33)，对(f1，Pi11)、(f2，Pi22)、(f3，Pi33)采用最小二乘法抛物线函数进行拟合，可得到(f1，f3)频率范围内的第七拟合函数Pi(f)＝k32*f2＋k31*f＋k30；
步骤730、将输入频率f代入第七拟合函数得到输出功率P的输入功率Pi。
8.根据权利要求1所述的一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于：所述功率放大器的工作频段为700MHz-6GHz，所述功率步进为1dB。
9.根据权利要求1所述的一种功率放大器的驻波比保护方法，其特征在于，所述检波电压通过以下方式获得：对检波器输入的电压进行采样得到数字信号，对该数字信号进行有限脉冲响应FIR滤波，得到检波电压。
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115580243A (zh) * | 2022-10-09 | 2023-01-06 | 中国电子科技集团公司第七研究所 | 一种可实时扫描修正阈值线的驻波比保护方法及功放模块 |
| CN116047441A (zh) * | 2023-04-03 | 2023-05-02 | 南京天朗防务科技有限公司 | 用于tr组件的自动测试方法、系统 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH1028062A (ja) * | 1996-07-10 | 1998-01-27 | Kokusai Electric Co Ltd | 自動送信電力制御回路 |
| CN101900763A (zh) * | 2010-07-23 | 2010-12-01 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种恒定驻波比监测方法 |
| CN202383204U (zh) * | 2011-12-23 | 2012-08-15 | 成都泰格微波技术股份有限公司 | 一种新颖的功率放大器在线功率和驻波检测装置 |
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2020
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Patent Citations (3)
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| CN115580243B (zh) * | 2022-10-09 | 2023-08-18 | 中国电子科技集团公司第七研究所 | 一种可实时扫描修正阈值线的驻波比保护方法及功放模块 |
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