CN111525893B - 一种应用于gnss双频接收机的宽带低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于GNSS双频接收机的宽带低噪声放大器。解决传统宽带低噪声放大器还存在结构不合理，输出信号需要通过连接功率分配器才能驱动电路模块，提高了成本，系统更复杂的问题。放大器包括依次连接的阻抗匹配电路、放大级电路和输出级电路，所述放大级电路包括扩宽带宽的谐振网络，谐振网络连接至输出级电路，输出级电路在超带宽内输出阻抗变换。本发明的优点是结构简单，制作成本低；输出级电路可以直接驱动两个后级电路模块，无需复杂的外围匹配；相比传统技术中需要连接功率过滤分配器与GNSS双频接收机连接的方案，省去了功率分配器，降低了制造成本，也降低了GNSS双频接收机系统的复杂度。

Description

一种应用于GNSS双频接收机的宽带低噪声放大器

技术领域

本发明涉及射频集成电路通讯领域，尤其是涉及一种应用于GNSS双频接收机的宽带低噪声放大器。

背景技术

随着航天、空间卫星和通信的迅速发展，全球导航卫星系统(GNSS, GlobalNavigation Satellite System)在军用和民用领域得到了快速的发展，成为国家经济发展和民众生活中不可或缺的重要部分。随着技术的不断发展，对导航接收机的要求也是不断提高，提高定位和授时精度，降低接收机功耗，增加一些辅助功能等，近年来成为当前卫星导航领域研究的热点内容。目前GNSS主要包括美国的GPS(Global Position System)、俄罗斯的GLONASS、欧盟的Galileo和中国的北斗BDS(或称COMPASS)。

GPS为军用和民用安排了不同的频段，主要包括L1/L2/L5三个频段，对应的载波频率为1575.42 MHz /1227.6 MHz /1176.45 MHz；GLONASS的对应两个载波频段L1和L2，频率分别为1602 MHz和1246 MHz，分别用于发射标准精度和高精度信号；Galileo与GPS系统一样，采用码分多址技术，信号主要包括三个频段E5a-E5b、E6和E2-L1-E1，对应的频率分别为1164 MHz-1214 MHz、1278.75 MHz以及1575.42 MHz；目前北斗系统可覆盖亚太地区并提供服务，后续将逐步实现全球范围的覆盖，BDS主要包括3个频段B1、B2和B3，分别为1559.052 MHz- 1591.788 MHz、1166.22 MHz - 1217.37 MHz以及1250.618 MHz -1286.423 MHz。如上所述，GNSS的有效信号频段主要集中在1164 MHz - 1286.423 MHz以及1559.052 MHz – 1602 MHz这两个频段内，频率范围的示意图如图1所示。现在的高精度GNSS接收机需要同时接收这两个频段内的信号，然后在SOC芯片中进行并行处理。

目前，双频天线可以实现一个天线接收两个频段的信号，并只通过一个特征阻抗为50Ω的输出端口输出这两个频段的信号，而目前主流设计的应用于GNSS双频接收机的SOC芯片是含有两个特征阻抗为50Ω的射频输入端口，分别对应GPS L1、BDS B1等高频段信号，以及GPS L2/L5、BDS B2/B3等低频段信号，两个信号在SOC芯片内部是并行处理的。因此从天线输出端口到SOC芯片的两个射频输入端口需要将信号一分为二才能做到阻抗匹配，信号正常接收。同时，为了提高接收信号的质量，在天线与SOC芯片之间一般会增加低噪声放大器，声表面滤波器等射频器件，而使用的射频器件的特征阻抗均是50Ω，连接均需要考虑阻抗匹配。

目前，传统的接收机解决方案如图2所示，双频天线的输出端口连接传统的宽带低噪声放大器的射频输入端，然后低噪声放大器的射频输出端连接一个功率分配器，将信号一分为二，再将这两路信号分别与第一电路模块和第二电路模块相连接。传统的解决方案中所有射频器件的输入输出端口特征阻抗都是50Ω，这样才可以达到阻抗匹配，保证信号的传输。

传统的解决方案中，为了解决天线接收的信号一分为二，并解决各个射频器件阻抗匹配的问题，必须使用功率分配器将信号一分为二，然后功率分配器的三个端口的特征阻抗都是50 Ω的，这样才能满足各个射频链路上的阻抗是匹配的，保证信号可以正常传输。显然地，这个功率分配器的加入需要增加接收机的成本，而且这个功率分配器的成本非常高，可能超过接收机中除SOC芯片以外所有器件的总和。功率分配器本身的封装尺寸较大，需要增加GNSS双频接收机的面积。功率分配器属于无源器件，至少3dB的插入损耗，会增加后级电路到前级电路的等效噪声系数，对前级宽带低噪声放大器的噪声系数要求增高，同时也会需要增加GNSS双频接收机的整体复杂度。

为了解决上述问题，可以省去功率分配器，则需要调整设计宽带低噪声放大器的结构，改变宽带低噪声放大器的输出阻抗，使得宽带低噪声放大器输出端能够直接连接第一电路模块和第二电路模块。

发明内容

本发明主要是解决传统宽带低噪声放大器还存在结构不合理，输出信号需要通过连接功率分配器才能驱动电路模块，提高了成本，使GNSS双频接收机系统更复杂的问题，提供了一种应用于GNSS双频接收机的宽带低噪声放大器。

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种应用于GNSS双频接收机的宽带低噪声放大器，包括依次连接的阻抗匹配电路、放大级电路和输出级电路，所述放大级电路包括扩宽带宽的谐振网络，谐振网络连接至输出级电路，输出级电路在超带宽内输出阻抗变换。本发明中阻抗匹配电路将放大器的射频输入端特征阻抗调整至50Ω，使得可与GNSS双频天线直接相连，达到传输阻抗匹配。阻抗匹配电路与放大级电路一端连接，放大级电路包括谐振网络，谐振网络调节Q值拓宽工作带宽，输出级电路连接在谐振网络上，在超宽的工作带宽内实现阻抗变换，使得输出级电路可以直接驱动两个特征阻抗为50Ω的负载，信号可以正常传输，无需复杂的外围匹配，相比传统技术中需要连接功率过滤分配器与GNSS双频接收机连接的方案，节省了功率分配器，降低了制造成本。同时也优化了GNSS双频接收机的电路，达到降低接收机的成本，降低接收机面积，提高接收机的系统集成度。

作为一种优选方案，所述谐振网络包括电阻R2、电感L2、电容C2，电阻R2、电感L2、电容C2相并联，所述放大级电路还包括晶体管Q1和电感L3，谐振网络的一端连接电源VDD，谐振网络的另一端分别连接到输入级电路、第一级晶体管Q1的第一输入端，第一级晶体管Q1的第二输入端连接电感L3一端，电感L3另一端接地，第一级晶体管Q1控制端连接阻抗匹配电路。放大级电路为放大器的第一级，用于提供功率增益。本方案中采用电感负反馈结构，谐振网络由窄带谐振网络增加并联电阻构成，由于低噪声放大器的工作带宽需要超过400MHz，需要降低谐振网络的Q值，拓宽工作带宽，由Q=ωL/R可得到谐振网络的Q值在并联电阻R2后降低，拓宽了工作带宽，但是谐振网络的Q值太低会严重恶化增益和噪声系统等性能，电阻R2取值非常关键，要选取合适值的电阻。电阻R2、电感L2、电容C2相并联后形成谐振网络，谐振网络包括两个端，一端连接电源VDD，另一端与晶体管Q1第一输入端连接。第一级晶体管Q1寄生电容以及控制端电阻对噪声系数和输入阻抗的匹配都有非常大的影响，第一级晶体管Q1的尺寸需要认真考虑，选取合适的尺寸。

作为一种优选方案，所述输出级电路包括隔直电容C3、第二级晶体管Q2、负载电阻R4和电容C4，隔直电容C3一端与谐振网络连接，隔直电容C3另一端连接第二级晶体管Q2控制端，负载电阻R4一端连接电源VDD，负载电阻R4另一端连接第二级晶体管Q2的第一输入端，第二级晶体管Q2的第二输入端接地，电容C4一端连接在第二级晶体管Q2第一输入端，电容C4另一端连接放大器的射频输出端口。输出级电路为放大器的第二级，提供输出阻抗变换和信号缓冲隔离。第一级放大级电路放大后的信号通过隔直电容C3进入第二级晶体管Q2的控制端，负载电阻R4和电容C4为线性负载，没有谐振作用，为的就是在超宽的工作带宽内实现阻抗变换，使得输出级电路可以直接驱动两个特征阻抗为50Ω的负载。无需连接功率分配器，降低了制造成本，也优化了GNSS双频接收机的电路。

作为一种优选方案，所述阻抗匹配电路包括隔直电容C1、电感L1，隔直电容C1一端连接放大器射频输入端口，隔直电容C1另一端连接电感L1一端，电感L1另一端连接第一级晶体管Q1的控制端。放大器射频输入端口由一个隔直电容C1和一个高Q值电感L1串联组成阻抗匹配电路，使得放大器射频输入端特征阻抗为50Ω，使之能与GNSS双频天线之间相连，达到传输阻抗匹配。另外阻抗匹配电路还可以由其他器件组成或其他类型的阻抗匹配电路。

作为一种优选方案，所述第一级晶体管Q1的控制端通过连接电阻R1后连接偏置电压电路，所述第二级晶体管Q2的控制端通过连接电阻R2后连接偏置电压电路。第一级晶体管Q1和第二级晶体管Q2都需要有电压偏置，该偏置电压电路可以在片内实现，也可以通过片外实现，通过增加电阻R1和电阻R3，为了是隔离偏置电压产生电路的噪声对核心放大级电路的影响，由于晶体管的控制端上有电流流过，电阻上会有一定的压降，阻值太大，电阻压降太大了，而阻值太小，噪声隔离效果不好，则需要考虑取值的问题，选取合适阻值的电阻。

作为一种优选方案，放大器包括一个射频输入端口和一个射频输出端口，射频输入端口连接阻抗匹配电路，射频输出端口连接输出级电路。

作为一种优选方案，第一级晶体管Q1和第二级晶体管Q2为HBT、MOS、pHEMT类型。第一级晶体管Q1和第二级晶体管Q2可以为HBT、MOS、pHEMT类型，但并不见限于这几种类型，具有相同功能简单替换的元件都可以使用。

因此，本发明的优点是：

1.放大器电路结构简单，制作成本低；

2.输出级电路可以直接驱动两个后级电路模块，无需复杂的外围匹配；

3.相比传统技术中需要连接功率过滤分配器与GNSS双频接收机连接的方案，省去了功率分配器，降低了制造成本，也降低了GNSS双频接收机系统的复杂度。

附图说明

图1是GNSS信号两个频段的频率范围示意图；

图2是传统GNSS双频接收机的一种结构示意图；

图3是本发明中宽带低噪声放大器的一种电路结构示意图；

图4是本发明应用于GNSS双频接收机的一种结构示意图；

图5是本发明宽带低噪声放大器的噪声系数仿真曲线图；

图6是本发明宽带低噪声放大器的S参数仿真曲线图。

1-阻抗匹配网络 2-放大级电路 3-输出级电路。

实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

本实施例一种应用于GNSS双频接收机的宽带低噪声放大器，如图3所示，宽带低噪声放大器包括依次连接的阻抗匹配电路1、放大级电路2和输出级电路3，宽带低噪声放大器具有一个射频输入端口和一个射频输出端口，射频输入端口连接阻抗匹配电路，射频输出端口连接输出级电路，放大级电路为放大器的第一级，输出级电路为放大器的第二级。

宽带低噪声放大器作为射频前端第一个射频器件，直接与双频天线相连接，将信号进行第一级放大，并抑制后级所有电路模块的噪声。对它本身的噪声系数有非常高的要求，因为它基本上决定了接收机的噪声系数，进而决定了接收机的接收灵敏度；对增益也有一定的要求，需要足够大的增益抑制后级电路噪声对整体噪声系数的影响，又不能有过大的增益以防止将干扰信号同步放大，需要折中考虑。

如图4所示，宽带低噪声放大器与GNSS双频天线相连接，需要阻抗匹配才能使接受到的信号高质量传输。阻抗匹配电路1使得放大器射频输入端特征阻抗为50Ω，使之能与GNSS双频天线之间相连，达到传输阻抗匹配。如图3所示，阻抗匹配电路1包括隔直电容C1、电感L1，隔直电容C1一端连接放大器射频输入端口，隔直电容C1另一端连接电感L1一端，电感L1另一端连接放大级电路2一端。根据阻抗呈容性阻抗，通过串联一个电感谐振电容将阻抗的实部阻抗调整到50Ω。根据应用要求，隔直电容C1和电感L1可以采用片内实现，也可以采用片外分立器实现，并且还可以根据系统设计要求更换器件的连接顺序。另外，阻抗匹配电路并不仅限于本实施中的结构，还可以由其他器件组成或其他类型的阻抗匹配电路。

放大级电路包括扩宽带宽的谐振网络，谐振网络连接至输出级电路。具体的，谐振网络包括电阻R2、电感L2、电容C2，电阻R2、电感L2、电容C2相并联，放大级电路还包括晶体管Q1和电感L3，晶体管可以采用HBT、MOS、pHEMT类型，本实施例中以HBT类型为例。放大级电路采用射极电感负反馈结构，结构为谐振网络的一端连接电源VDD，谐振网络的另一端分别连接到输入级电路、第一级晶体管Q1的源极即第一输入端，第一级晶体管Q1的发生极即第二输入端连接电感L3一端，电感L3另一端接地，第一级晶体管Q1的基极即控制端连接阻抗匹配电路电感L1另一端。电感L3主要是提供输入阻抗的实部，需要在工作频率设计为50Ω左右，但同时电感L3又会影响放大器的功率增益，需要折中设计电感L3的值。第一级晶体管Q1寄生电容以及控制端电阻对噪声系数和输入阻抗的匹配都有非常大的影响，第一级晶体管Q1的尺寸需要认真考虑，选取合适的尺寸。谐振网络由窄带谐振网络增加并联电阻构成，由于低噪声放大器的工作带宽需要超过400MHz，需要降低谐振网络的Q值，拓宽工作带宽，由Q=ωL/R可得到谐振网络的Q值在并联电阻R2后降低，拓宽了工作带宽，但是谐振网络的Q值太低会严重恶化增益和噪声系统等性能，电阻R2取值非常关键，要选取合适值的电阻。

输出级电路作为放大器第二级，提供输出阻抗变换和信号缓冲隔离。输出级电路包括隔直电容C3、第二级晶体管Q2、负载电阻R4和电容C4，隔直电容C3一端与第一级晶体管Q1的集电极连接，隔直电容C3另一端连接第二级晶体管Q2的控制端即基极，负载电阻R4一端连接电源VDD，负载电阻R4另一端连接第二级晶体管Q2的第一输入端即集电极，第二级晶体管Q2的第二输入端即发射极接地，电容C4一端连接在第二级晶体管Q2第一输入端，电容C4另一端连接放大器的射频输出端口。在通过第一级放大级电路放大后的信号通过隔直电容C3传入第二级晶体管Q2的基极，负载电阻R4和电容C4是线性负载，没有谐振作用，使得在超宽的工作带宽内实现阻抗的变换，使得输出级电路可以直接驱动两个特征阻抗为50Ω的电路模块。

第一级晶体管Q1和第二级晶体管Q2都需要有电压偏置，第一级晶体管Q1的控制端通过连接电阻R1后连接偏置电压电路，第二级晶体管Q2的控制端通过连接电阻R2后连接偏置电压电路。偏置电压电路可以在片内实现，也可以通过片外实现，通过增加电阻R1和电阻R3，为了隔离偏置电压产生电路的噪声对核心放大级电路的影响，由于晶体管的控制端上有电流流过，电阻上会有一定的压降，阻值太大，电阻压降太大了，而阻值太小，噪声隔离效果不好，则需要考虑取值的问题，选取合适阻值的电阻。

如图5所示，给出了本实施例宽带低噪声放大器的噪声系数仿真曲线图，其中横坐标为频率，纵坐标为噪声系数，在整个GNSS工作频段内，噪声系数均小于0.75dB，可以满足宽带低噪声放大器的设计要求。

如图6所示，给出了本实施例宽带低噪声放大器的S参数仿真曲线图，其中横坐标为频率，纵坐标为S参数。与窄带低噪声放大器不一样，增益曲线S21非常平坦，由于并联电阻R2的加入，工作带宽被拓展了，使得在整个GNSS工作频段内的增益都比较合适。输入回损S11也在整个工作频段内满足小于-10dB的要求。特别地，由仿真曲线得到输出S22非常的平坦，由于使用了电阻电容负载，没有谐振频点，在输出端可以驱动两个特征阻抗为50Ω的电路模块并实现阻抗的良好匹配，保证信号的高质量传输。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

尽管本文较多地使用了阻抗匹配网络、放大级电路、输出级电路等术语，但并不排除使用其它术语的可能性。使用这些术语仅仅是为了更方便地描述和解释本发明的本质；把它们解释成任何一种附加的限制都是与本发明精神相违背的。

Claims (2)

1.一种应用于GNSS双频接收机的宽带低噪声放大器，包括依次连接的阻抗匹配电路、放大级电路和输出级电路，其特征在于：放大器包括一个射频输入端口和一个射频输出端口，射频输入端口连接阻抗匹配电路，射频输出端口连接输出级电路；

所述放大级电路包括扩宽带宽的谐振网络、第一级晶体管Q1和电感L3，谐振网络连接至输出级电路，谐振网络的一端连接电源VDD，输出级电路在超带宽内输出阻抗变换；

所述谐振网络包括电阻R2、电感L2、电容C2，电阻R2、电感L2、电容C2相并联，构成的并联电路第一端连接电源VDD，并联电路第二端分别连接到输出级电路、第一级晶体管Q1的第一输入端，第一级晶体管Q1的第二输入端连接电感L3一端，电感L3另一端接地，第一级晶体管Q1控制端连接阻抗匹配电路；

阻抗匹配电路包括隔直电容C1、电感L1，隔直电容C1一端连接放大器射频输入端口，隔直电容C1另一端连接电感L1一端，电感L1另一端连接第一级晶体管Q1的控制端；

所述输出级电路包括隔直电容C3、第二级晶体管Q2、负载电阻R4和电容C4，隔直电容C3一端与并联电路第二端连接，隔直电容C3另一端连接第二级晶体管Q2控制端，负载电阻R4一端连接并联电路第一端，负载电阻R4另一端连接第二级晶体管Q2的第一输入端，第二级晶体管Q2的第二输入端接地，电容C4一端连接在第二级晶体管Q2第一输入端，电容C4另一端连接放大器的射频输出端口；

所述第一级晶体管Q1的控制端通过连接电阻R1后连接偏置电压电路，所述第二级晶体管Q2的控制端通过连接电阻R3后连接偏置电压电路；

放大级电路放大后的信号通过隔直电容C3进入第二级晶体管Q2的控制端，负载电阻R4和电容C4为线性负载，没有谐振作用，在超宽的工作带宽内实现阻抗变换。

2.根据权利要求1所述的一种应用于GNSS双频接收机的宽带低噪声放大器，其特征是第一级晶体管Q1和第二级晶体管Q2为HBT、MOS、pHEMT类型。